基于SG3525的非接触式小功率电能传输系统设计

传统的电能传输，主要通过导线进行传输，电源与负载之间需直接物理接触。在日常生活中，随着用电设备的增加，直接的物理接触既不方便又增加了用电的安全隐患。另外，随着人工器官以及水下探测装置的发展，非接触充电成为一种迫切的需求。

由于非接触式电能传输属于松散耦合，电能传输效率较低。一般采用高频逆变电路，通过提高频率来提高传输效率。在高频逆变电路中，许多控制芯片价格昂贵，使用复杂。SG3525是美国硅通用半导体公司推出的一款用于驱动n沟道功率MOSFET的控制芯片，可通过调节相应参数设置频率，并可调整死区时间。而且，芯片具有软启动端和关闭端，可实现过流保护功能。其外围电路简单，每片不足1元，被广泛应用于开关电源，在非接触式电能传输方面，应用较少。文中以SG3525为控制核心，设计了一种具有过流保护功能的非接触式小功率电能传输系统。

1 系统拓扑及工作原理

非接触式电能传输系统主要由能量发射和能量接收两部分组成，系统拓扑如图1所示。能量发射部分包括整流滤波、控制电路、逆变电路、原边补偿和原边绕组，将电能转化为磁能;能量接收部分包括副边绕组、副边补偿和调节电路，将磁能转化为电能。非接触电能传输的工作原理是：工频交流电经降压，全桥整流电路，滤波电路变为可供使用的直流电，通过高频逆变电路产生高频交变电流，完成了从低频交流电到高频交流电的转换，产生的高频交流电供给原边线圈，从而在原边线圈产生变化的磁场，副边线圈通过感应耦合接收电能，经整流滤波等调节电路之后，即可向负载提供参数合适的直流电。

2 系统主要组成部分设计

由于工频电频率较低，使得非接触电能传输的效率受到限制。逆变电路可以产生高频交变电流，因而成为系统的重要组成部分。控制电路用以控制逆变电路的频率，并通过接受检测电路的反馈信号，实现对系统的保护。

2.1 控制电路设计

控制电路用来产生高频PWM(Pulse Width Modulation)信号，以控制相应开关管的导通，从而实现DC—AC的转换。本设计以SG3525作为控制核心，SG3525是一款性能优良、功能齐全和通用性强的单片集成PWM控制芯片，简单可靠，输出驱动为推拉输出形式，增强了驱动能力;内部含有欠压锁定电路、软启动控制电路、PWM锁存器，频率可调，并可限制最大占空比，外围电路设计如图2所示。

在1脚和9脚间通过连接电阻、电容，可构成PI调节器，补偿系统的幅频和相频响应特性。8脚外接电容C3，由内部50μA的恒流源进行充电，实现软启动功能。10脚接反馈信号，正常工作时为低电平。当输入为高电平时，8脚的外接电容开始放电，SG3525停止工作。当10脚恢复低电平时，8脚充电，芯片再次工作。

系统的输出频率与5脚外接电容C1，6脚外接电阻R3和死区电阻R4相关，调节其参数可产生100～400 kHz的矩形波。通过调节死区电阻R4，可调节死区时间。频率

，其中，0.001μF≤C1≤O.2μF;2 kΩ≤R3≤150 kΩ;R4≤500 Ω。

设计选择R4=100 Ω，C1=0.01μF，R3=2 kΩ，计算可得频率为58.8 kHz，在11和14脚输出互补的脉冲波形，如图3所示。

2.2 串联全桥谐振逆变电路设计

逆变电路采用全桥逆变电路，驱动电路采用两片IR2111。IR2111是功率MOSFET和IGBT专用栅极驱动集成芯片，外围电路简单，内置650 ns的死区时间，防止上下管直接导通。由SG3525的11脚和14脚输出的互补脉冲信号分别输入两片IR2111的信号输入端，如图4中A、B。每片IR2111可产生两路反相的脉冲信号，即可控制全桥逆变电路Q1、Q2、Q3、Q4的导通和关闭。

在全桥逆变电路中，由于频率较高，开关器件损耗较大。为降低开关损耗，需采用软开关技术，如图4中，通过L1和C12的谐振，对功率MOSFET的开关轨迹进行整形，以实现零电压或零电流关断，从而降低开关损耗。

2.3 过流保护电路设计

在全桥谐振逆变电路中，串接电流采样电阻，如图4中的R12。通过测量采样电阻上的电压，可实现对电路中电流的采样。将采集到的电压反馈到控制芯片SG3525，从而实现电路的过流保护，如图5所示。由于采的电压较小，因此需经运算放大器进行放大，放大后的电压与参考电压进行比较，比较结果输入到SG3525的10脚。经放大后的采样电压若小于参考电压，则输出低电平;若大于参考电压，则输出高电平，使SG3525关断，实现过流保护功能。

3 系统其他部分的设计

3.1 原副边电容补偿的分析

非接触电能传输系统中变压器原、副边相互分离，耦合系数较小，变压器的耦合方式属于松散耦合。在这种情况下，变压器的传输效率较低，为提高变压器的功率传输能力，尽量减少系统消耗的无功功率，一般采用补偿容抗来平衡电路中的感抗。电容补偿有串联补偿和并联补偿两种。由于补偿方式的不同，补偿效果也不尽相同。

由于变压器属于松散耦合，需采用耦合电感模型分析。以下以原、副边电容串联补偿为例进行分析，耦合电感模型如图6所示。

副边到原边的反射阻抗

表1列出了在谐振频率下，副边采用电容串、并联补偿时在原边的反射阻抗。从表1可看出，副边在电容并联补偿时，在原边的反射阻抗非纯电阻，原边设计较复杂。因此本设计采用原、副边串联电容补偿方式。

3.2 松耦合变压器设计

(1)耦合器的选择。单纯的线圈，电感值较小，可通过将线圈绕制在铁芯材料上来提高电感值。耦合器的形状取决于铁芯结构的形状，常见的铁芯结构有U型，E型，RM型，EI型，它们的感应特性不尽相同。选择合适的磁芯结构和材料，可提高系统的传输效率。为减小磁芯损耗，应选择高磁导率、小矫顽力、高饱和磁感应强度的磁芯材料。本设计选用常用的EE型铁氧体磁芯。

(2)线径的选择。线圈绕制在铁芯材料上，在通过高频交变电流时，会发生“集肤效应”，使高频交流电阻大于直流电阻，且交变频率越高，穿透深度越小。为保证高频电流完全穿透导线，导线的直径不应大于两倍的穿透深度。穿透深度

，铜导线的电导率γ=5.8× 107s·m-1，磁导率μ=4π×10-7H·m-1，当开关频率为60 kHz时，带入公式可得△=0.27 mm，所以铜导线直径应0.54 mm。由于功率较小，导线的电流密度可取J=3×10-6A·m-2，电流有效值取I=1 A，则导线的截面积

。由此，可选取线径为0.5 mm的铜导线双股并绕。

4 系统实现及性能测试

设计以SC3525为控制核心，设计工作频率为58.8 kHz，实测频率为56.7 kHz，驱动芯片为IR2111，开关管选用IRF540n，磁芯为软磁铁氧体磁芯EE42，线圈选用线径为0.5 mm的铜导线双股并绕，原边绕制20圈，电感值为47.9μH，副边绕制21圈，电感值为50.8μH。

系统输入直流电压15 V，负载为100 Ω电阻，原、副边间距为1mm时，测得：副边电流0.15 A，原边电流0.19 A，经计算可得，功率传输效率为78.9%。当原、副边间距为3 mm时，功率传输效率为53.7%。随着距离的增加，功率传输效率将降低。当原、副边间距为7 mm时，功率传输效率较低，视为系统停止工作。

5 结束语

实验结果表明，设计的以SG3525为控制核心的小功率非接触式电能传输系统简单可靠，可实现电能的高效传输。若将接收到的电压经整流滤波和稳压管7805后，供给单节锂电池管理芯片TL4906，即可实现对单节锂电池的无线充电。