无刷直流 (BLDC) 电机设计的新起点

前言

无刷直流电机(BLDC)设计很复杂。在大量的MOSFET、IGBT和门极驱动器产品组合中开始选择电子器件(旧的起点) 是茫然无助的。

安森美(onsemi)提供帮助，带来一个 “新的一阶近似值起点”，提供与开关(N-FET或IGBT)相匹配的门极驱动，更接近客户的最终决定，并跨越了 “旧的起点”——看似无止境的产品系列。这包括5个全面的表格，包含的电机电压有:12 V、24 V、48 V、60 V、120 V、200 V、300 V、400 V和650 V，最高可达6 kW。

无刷直流电机(BLDC)

无刷直流(BLDC)电机具有许多优于有刷永磁直流(PMDC)电机的优势，特别是更高的可靠性，几乎无需维护，更低的电气和声学噪声，更好的热性能，更高的速度范围，以及更高的功率密度。一个典型的BLDC电动机在转子上使用永久磁铁，在定子上使用三个电枢绕组(U、V、W)。一个微控制器(MCU)实施各种控制和调制方案(梯形、正弦、带有SVM的FOC、DTC等)中的一种，以策略性地给电机绕组通电。这就产生了电磁场，导致转子磁铁和定子绕组之间产生相互作用力。如果操作得当，这种相互作用力可以精确控制电机的速度、扭矩或所需方向的功率。

图2展示了一个典型的三相BLDC电动机的框图。MCU执行控制和调制方案固件，它对其PWM外设发出指令，以向三个半桥门驱动器输出六个协调占空比。这三个驱动器充当输出桥中六个功率MOSFET的动力转向，给下桥(LS)和上桥(HS)U、V和W MOSFET通电。这些通常是N-沟道MOSFET，额定电压为电机电压的1.5~2.0倍，最高可达300 V。在300 V以上，N沟道MOSFET通常被IGBT取代，因为它们的功率性能更高。

MCU可以通过FAN4852 CMOS运算放大器(9 MHz典型带宽)测量流过每个绕组的电流，且可选择用霍尔效应传感器反馈评估转子的角度位置。或可实现一个无传感器的架构，但需要更多的处理开销。RSL10 BLE可用于资产跟踪、空中固件更新(FOTA)、功能选择/调整和遥测数据收集。

BLDC表#1:12 V和24 V(N-FET)高达1.1 kW

下表1列出了“新的一阶近似值起点”，为N沟道MOSFET提供匹配的BLDC门极驱动，12 V的功率从93 W至372 W，24 V的功率从186 W至1.1 KW。

BLDC表#2:48 V和60 V(N-FET)高达1.5 kW

下表2列出了“新的一阶近似值起点”，为N沟道MOSFET提供匹配的BLDC门极驱动，48 V的功率从186 W到1.5 kW，60 V的功率从186 W到1.5 kW。

BLDC表#3:48 V和60 V(N-FET)高达3 kW

下表3列出了“新的一阶近似值起点”，为N沟道MOSFET提供匹配的BLDC门极驱动，120 V的功率从186 W到为1.8 kW，200 V的功率从186 W到3 kW。

BLDC表#4:300 V和400 V(IGBT)高达6 kW

下表4列出了“新的一阶近似值起点” 为IGBT提供匹配的BLDC门极驱动，300 V的功率从372 W到4.5 KW，400 V的功率从372 W到6 kW。

BLDC表 #5:300 V、400 V和650 V(IPM)高达6 kW

下表5列出了集成功率模块(IPM)的“新的一阶近似值起点”，其中，门极驱动器和IGBT被集成到一个易于使用的模块，300 V的功率从372 W到4.5 KW，400 V的功率从372 W到6 kW，和650 V的功率从372 W到6 kW。

安森美提供了一个很好的在线工具，用于构建带有 IPM(集成功率模块)的BLDC。用户输入15种工作条件，该工具会生成多个详细的分析表以及12个捕获关键热和功率性能的图表(图3)。

BLDC表#1-#5

BLDC很复杂，从头到尾有数百个决定要做。例如，如果您有3个不同的客户；a、b和c(图1)，从相同的“起点”(24 V，11/4 hp电机)开始，当所有3个客户浏览了他们各自的决策树时，他们的最终设计将完全不同。这是因为每个客户都有自己的成本、能效、功率密度、外形尺寸、维护、使用寿命等的门槛。

因此，建立的门极驱动与开关(MOSFET/IGBT)匹配表不可能对每个客户都合适。如果我们尝试，可能对一个客户是适用的，而对另外999个客户则不适用。然而，我们可以基于智能工程的考量做出一些合理的假设，并产生一个 “一阶近似值”，它介于交给客户开关和门极驱动器组合(旧的起点:你是自己的)与客户的最终决定之间。

一阶近似工程考量

成本：我们力求筛选出最低成本，同时满足以下考量。

拓扑结构：选择梯形(又名6步控制)换向是因为它的控制相对简单并产生高效和高峰值扭矩。由于在任何时候只有两个功率开关导通，因此每个开关的“导通时间”占空比为33%。

PWM占空比：PWM频率为15 kHz。这是大多数6 kW以下BLDC的典型情况。

门极驱动器： 结隔离门极驱动器。这些表格不包括电隔离。

温度：环境温度85 ℃。

门极驱动计算：额定门极驱动的计算方法是将Q G(TOT)(nC)除以开/关时间(ns)。我们为N-FET选择 50 ns开/关，为IGBT选择200 ns。

N-FET结温：对于表面贴装封装(无散热器)的(T j) 由 T j = P DISS x R θJA + Ambient 计算，在最大额定 T j以下至少留有25 ℃的余量。

其中：

- R θJA = 结点至环境的热阻

IGBT结温：带散热片的通孔封装的IGBT结温(T j)计算公式为T j=P DISS x (R θJC+R θCS + R θSA )+环境，在最大额定 T j以下至少留有50 ℃的余量。

其中：

- R θJC = 结到壳的热阻

- R θCS = 壳到散热片的热阻

- R θSA = 散热片到环境的热阻

N-FET功耗： I PHASE² (A) x R DSON(欧姆)。

IGBT 功耗：开关损耗 + 导通损耗 + 二极管损耗

其中：

- 开关损耗 = E ts (J) x PWM 频率(Hz)

- 导通损耗 = I PHASE (A) x V CE(SAT) (V)

- 二极管损耗 =(开关损耗 + 导通损耗)x 0.25

额定开关电压：N-FET V(BR)DSS和IGBT VCES = 2-3x 电机电压

额定开关电流：N-FETID和IGBTIC=3 x I PHASE。

电机相电流： I PHASE = 1.23 x P OUT / V BUS

其中：

- IPHASE = 电机相电流, 安培

- POUT = 逆变器到电机的电功率输出

- PF=电机功率因数，0.0–1.0，1.0是理想的(我们假设为 0.85)

- VBUS = 电机总线电压、VDC 或 24 V

- MI = 调制指数，0.0 – 1.0，典型值为0.9(我们假设为0.9)