ADI推出新型拓扑结构支持宽带无源混频器

2015-06-18 11:53:34来源: EEWORLD
    ----综合运用三大电路创新,这些单通道和双通道RFIC混频器可在2700 MHz的宽带宽条件下实现宽动态范围性能

    作者:Marc Goldfarb、Russell Martin和Ed Balboni

    对于支持宽无杂散动态范围(SFDR)和宽带性能的混频器来说,可选择的余地通常不多。有源混频器虽然可以支持需要的带宽,但其SFDR有限。在无源混频器之后加一个中频(IF)放大器,虽然可以实现宽SFDR,但其带宽往往有限。幸运的是,ADI推出了一款新型混频器——基本而言就是集成可编程性能参数的宽带无源混频器——该混频器允许用户根据应用需要权衡不同的特性,比如噪声系数、SFDR等。新型混频器系列的前两款产品单混频器型ADL5811和双混频器型ADL5812,提供的射频和本振(LO)频率范围约700 MHz至2700 MHz。两个射频集成电路(RFIC)分别采用32引脚和40引脚芯片级封装,可方便地集成于多种通信应用中。

    随着数字调制格式在现代通信系统中得到日益广泛的应用,往往需要在系统的发射信号链中采用数字预失真(DPD)技术,以便在较宽的带宽范围内实现较高的三阶交调(IP3)性能。无论是有源还是无源混频器,都要使来自混频器射频输入端口的本振(LO)信号尽量减少泄漏,以阻止通信系统天线端口的无用辐射。

    射频混频器的特性一般体现为两个关键参数:SFDR和输入IP3 (IIP3)性能。SFDR是衡量混频器性能的指标之一,在一个极端受限于热噪底(为单个负载的噪底与混频器单边带(SSB)噪底之和,即kTB + NF),在另一个极端受限于混频器的IIP3。表示为以dB为单位的单个数字:

SFDR = (2/3)(IIP3 – 噪底) = (2/3)(IIP3 – kTB – NFSSB)

其中:

k = 波尔兹曼常数(约等于 1.38 x 1023 J/K),
T = 负载的绝对温度(K),并且
B = 测量带宽(Hz)。

    射频混频器的另一个特性是其阻塞动态范围(BDR),其上限为混频器的输入1-dB压缩点(IP1dB),下限为热噪声。其单位也是dB,表示为:

BDR = (IP1dB – 噪底) = (IP1dB – kTB – NFSSB)

    注意,在关于BDR的该表达式中,IP1dB可用阻塞信号使系统噪声减少一定量(如3dB)时的幂取代。该值取决于混频器之前的系统中的增益量,所以,这里并未将其作为混频器本身的一项指标。

    通信专用混频器也是在阻塞条件下通过SSB噪声系数来评估的。这是交调导致混频器视在噪声系数的增加量,当一个大阻塞信号非常接近目标射频输入信号并与本振信号相位噪声边带混频时,即会发生这种情况。当阻塞音电平足够高,或者本振放大器的相位噪声较高时,这可以大幅提高系统噪声系数。由于阻塞信号为带内信号,因此无法滤波处理。结果,系统就依赖于混频器的功能来设置性能范围。通信接收器信号链中的增益分配不但决定着SSB噪声系数和混频器的IP3要求,同时还需结合预期阻塞信号方案予以慎重考虑。

    以前,设计师可在窄带无源混频器的超高SFDR与宽带有源混频器的中度SFDR之间做出选择。但有三项技术进步推动了一款宽带无源混频器设计的开发,该设计的频率范围为700 MHz至2700 MHz,输入IP3为+25 dBm,SSB噪声系数为11 dB,转换功率增益为7 dB。另外,该混频器设计在单端射频和本振输入端都匹配良好,并且在射频和中频端口的本振泄漏都非常低。

    第一项进步是成功开发了一款限幅本振放大器,该放大器可以在很宽的频率范围内产生高压近似方波形信号(图1)。在常规正弦波本振放大器中,将调谐变压器形式的感性负载置于放大器级输出端与无源FET混频器本振输入端之间。电感值和匝数比取决于混频器要求的目标工作频率和电压摆幅。峰值电压摆幅取决于混频器要求的压缩点,并且当可能受IC混频器中场效应晶体管(FET)混频器内核击穿电压的限制。此外,带宽受到混频器极的寄生电路元件和放大器输出电容的限制。

    

1. 正弦波LO放大器内核性能及其上升时间对于宽带无源RFIC混频器的性能至关重要。

    一般地,对无源混频器中输入IP3最直接的限制是特定电压范围中本振波形的上升时间,在该范围内,IC混频器中的FET处于超快速开关状态。由于该波形为正弦波并且幅度已知,因此,该电压波形的衍生波形同样为余弦波,其最大上升时间存在固定关系ωA,其中,ω为角频(2π/T),A为本振信号的峰值幅度。一般地,对于2 GHz中心频率,这类放大器只有几百兆赫的带宽——可能为25%的小数带宽。相反,宽带混频器可以 工作于两个倍频程之下,小数带宽超过130%。

    很难把宽带调谐引入谐振回路本振正弦波放大器中,因为回路中的电压摆幅较大。击穿电压超高的调谐或开关元件,其开关电容比一般都不理想。该比值会限制可将这类放大器的小数带宽调谐至不到50%的带宽。

    为了取得必要的带宽,这些宽带无源FET混频器的本振放大器就采用了宽带方案。由于由放大器限制其输出电压是可以接受的(并且有其必要性),所以采用了一种基于CMOS逆变器拓扑结构,以便在为这些新型无源混频器设计本振放大器时,能利用CMOS逆变器的限幅和自偏特性。本振放大器具有极好的上升时间(为最高工作频率周期的15%),可产生很陡的边沿,因而能实现高混频器IIP3。这类放大器的唯一难点在于,根据等式i = C (dV/dt),设计一般会受到混频器内核的充电电流(i)和电容(C)的限制,其中,C为混频器栅极和放大器晶体管引入的电容总和(图2)。

   

2. 此框图为CMOS LO放大器的简化视图,显示自偏置和隔直特性。

    虽然不能完全克服这种物理限制,但可以巧妙地重复利用电流,降低放大器工作时需要的平均电流。此外,随着tr/T的下降,在较低频率下,这种放大器自然会减少从电源吸取的直流。由于这些结构天生具有单端性,因此,也有必要慎重地构建放大器链,确保施加于混频器的输出波形平衡良好,将产生的二阶失真积降至最低。

    第二个重大技术问题涉及创建一个平衡良好的射频信号馈入FET混频器(图3)。在窄带设计中,用一个由磁性或传输线路变压器构成的射频巴伦来实现平衡射频信号和低损耗的目标。这些变压器如果运用得当,一般都能实现低损耗(约1dB),但它们的带宽只能说是中规中矩,可用带宽可能只有一个倍频程。在这种情况下,可以采用一种调谐式谐振巴伦结构,以实现出色的射频平衡,并且相比固定巴伦,可取得较小的增量损耗。在调谐范围的频段中心,相比固定巴伦,额外的增量损耗仅为0.5 dB。

   

3. 无源混频器的另一个重要元件是可编程RF巴伦,由串行接口控制。

    与无源混频器和中频放大器结构相关的第三个技术问题涉及混频器内核的宽带性质和无用边带的处理。虽然内核需要在较宽带宽内转换目标信号,但也可能会包括无用的边带。例如,在射频输入为800 MHz、本振为700 MHz的混频器中,差分中频输出为100 MHz (800 – 700 MHz),但在1500 MHz (800 + 700 MHz)处存在同样强的同步中频信号音。混频器中频输出端的复合波形同时含有叠加的两个信号音。有了这两个信号,除非无用边带的幅度可以缩减为负载,否则,后续中频放大器的峰值输入可能导致放大器压缩。

    在窄带无源混频器中,这通常是利用简单的高通/低通阻容性(RC)双工器或其他低通结构实现的。必须意识到,尽管通过简单滤波可以改善压缩点,但是,无源FET混频器的双边性质意味着,只要混频器输出信号音有一个不匹配就会导致阻抗以傅里叶变换方式回到输入端,造成匹配不良并可能导致混频器失配损耗。通过运用调谐滤波器网络可以解决这个问题,该网络可提供适当的和频,即射频和本振频率的函数。

    上述三项技术进步对确保ADL5812双通道混频器(图4)和ADL5811单通道混频器RFIC(图5)的性能起着重要作用。ADL5812双通道混频器和中频放大器在RFIC中集成了一个宽带本振放大器、一个可调射频巴伦和可调和频滤波器,采用40引脚、6 mm引脚架构芯片级封装(LFCSP)。该产品面向的是宽带无线基础设施应用或软件定义无线电(SDR)中的接收器链。全部前述功能均通过一个三线串行端口接口(SPI)进行控制,以尽量减少控制互连。除了射频巴伦和LPF设置以外,还可通过调整无源混频器栅极的直流偏置电压以及关断功能来进一步优化性能。

   

4. 此框图显示ADL5812双通道无源混频器和IF放大器RFIC的封装型号。

   

5. 此框图显示ADL5811单通道无源混频器和IF放大器RFIC的封装型号。

SPI端口控制

    为了在窄带无源混频器中实现最佳性能,有必要调谐本振放大器的中心频率以及射频巴伦与和频滤波,具体取决于本振频率是高于还是低于目标射频——分别针对上边带或下边带工作模式。宽带本振、SPI端口可控巴伦及和频滤波器相结合,只需通过对SPI端口重新编程即可实现上边带和下边带工作模式。类似地,通过SPI端口也可改变频率和整个频段,因为不需要外部阻抗匹配元件。为了尽量降低功耗,ADL5812的每个通道都可以独立使能或禁用。针对DPD发射观测接收器或非分集应用,单通道ADL5811适用于多通道或多频段平台中的单个接收器链。它具有ADL5812的全部功能,采用单通道、32引脚5 x 5 mm LFCSP封装。

    ADL5812型宽带无源混频器和ADL5356型窄带无源混频器之比较(二者频率均为1900 MHz)。

参数 ADL5812

   

    两款混频器都具有突出的SPI编程能力,为系统设计师带来了前所未有的灵活性。例如,如果把两个混频器的全部射频巴伦设置叠加起来,结果会得到图6所示的增益与射频关系曲线。对于每个频率范围,都可以优化其巴伦设置以及LPF和其他设置,结果,增益与频率关系曲线在4:1带宽范围内的幅度不到±0.5dB(图7)。类似地,可以在较宽的频率范围内优化SSB噪声系数和输入IP3(图8)。

   

6. 这些曲线显示混频器的功率转换增益如何受RF巴伦的数字控制字影响。

   

7. 根据设置,功率转换可在频率范围内针对平坦响应性能进行优化。

   

8. 通过SPI编程,混频器的SSB噪声系数(左)和IIP3性能(右)可按需优化。

    由于能以SSB噪声系数换取IIP3性能,所以,系统设计师可以根据情况需要对混频器进行重新编程:例如,为了在低失真环境下优化噪声系数,在高失真环境下优化IIP3等。与窄带无源混频器相比,IIP3在宽带宽下的响应非常平坦。

    混频器的方波限幅本振放大器有一些额外的优势。由于不存在较大的谐振变压器结构,所以可以消除本振能量泄漏到中频和射频端口的耦合路径。在窄带无源混频器中,较大的正弦本振摆幅容易在中频端口导致约-13 dBm的本振泄漏。由于窄带本振限幅放大器具有较大的增益,并且在折合到50-O系统时,其内部本振电压摆幅约为+27 dBm,所以,这相当于约40 dB的实际隔离效果。但是,宽带无源混频器本身即可使隔离效果大幅改善25 dB以上,结果实现超低本振泄漏,混频器各中频输出端仅为-35 dBm左右(图9)。更重要的是射频端口难以滤除的本振泄漏,在超过2300 MHz时一般为-40 dBm。

   

9. 这些曲线显示了宽带无源混频器在2700 MHz的LO至RF(左)和LO至IF(右)的漏电流。

    在任何通信系统设计中,都必须考虑射频端口存在较大阻塞信号时的混频器性能。虽然不可能消除靠近目标射频输入端的大阻塞信号的影响,但可以通过良好的本振放大器设计来尽量降低其影响,减少放大器的相位噪声而不带来过大的增益。

    同时,有必要提供充足的增益,以在最低本振输入功率的情况下对输出进行全面限制。图10和图11展示了带阻塞信号输入的新型混频器的性能;在图中,IIP3的性能为本振频率范围内的本振输入功率的函数。显然,即使本振输入电平适中(最高为3 GHz),放大器也会进入限幅,并无过多噪声系数受阻。

   

10. 该曲线显示存在单个带内阻塞器的情况下,SSB噪声系数与LO驱动的函数关系。

   

11. 该曲线显示两个无源混频器的输入IP3性能与LO输入电平的函数关系。

    随着输入电平的增加,本振放大器将有更多级进入限幅,因此,把本振驱动增至0 dBm以上,即可大幅降低阻塞噪声系数。图10和图11展示了可通过增加混频器本振驱动改善的幅度。对于阻塞信号不太重要的应用中,本振功率可降至0 dBm或以下,而不会牺牲交调性能(图11)。

    ADL5811单通道和ADL5812双通道无源混频器可在多种应用中实现较宽的带宽,并且不会牺牲SFDR性能。两款器件均采用标准芯片级封装,便于集成,射频和本振范围较宽,可简化系统设计。单通道和双通道无源混频器都支持多种应用,从现有接收器和DPD架构到软件定义无线电(SDR),还有多种新兴通信应用等。

关键字:ADI

编辑:冀凯 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/wltx/2015/0618/article_12961.html
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