一种X 波段波导缝隙天线的设计与仿真

2011-02-11 21:19:16来源: 维库网

  随着信息化水平的提高和无线电技术的发展, 对高效率、低副瓣天线的需求日渐强烈, 特别是弹载、机载搜索和跟踪天线, 由于早年常用的抛物面天线固有的口径遮挡, 难以在这两方面有大幅度提高, 不能满足日益增长的需求。

  波导缝隙天线在设计方面具有较大的灵活性, 可调整和优化的参数多, 较易实现高效率、超低副瓣和高增益, 还具有承受功率高, 结构紧凑等优点, 得到了广泛的研究和应用。

  波导缝隙平板阵列天线主要由辐射阵面、馈电波导及和差器等三部分组成, 本文对此分别进行了阐述, 计算了天线口径相关参数, 设计了和差器和馈电网络, 并对设计结果进行了仿真计算。

  1  天线辐射阵面设计

  1. 1  天线口径相关参数计算

  首先根据天线的波束宽度和副瓣电平要求计算口径尺寸D, 然后把D 代入增益G 公式, 看是否满足增益要求;最后根据增益和波束宽度, 对天线口径进行修正,使其同时符合两者要求。

  单脉冲天线的口径一般分成四个象限, 每个象限构成一个独立的子阵, 每个子阵是90°的扇形, 无法实现理想的泰勒分布, 因此设计时要留出适当的余量。最大副瓣电平为R0 , 天线主瓣峰值电平与最大副瓣电平的电压比值为:


  选择泰勒圆口径分布, 波束宽度因子为:

(2)

  波束展宽因子不仅与副瓣电平有关, 而且与等副瓣电平的副瓣数有关:

(3)

  式中: A = arcosh η/ π;  为第一类一阶贝塞尔函数的第n 个根。天线的波束宽度为:


  阵面直径确定后, 根据波导尺寸计算阵面波导数。

  阵面圆心为扇面的公共点, 波导的排列相对阵面中心对称。半个阵面上平行放置的波导数为:


  式中: a 为波导宽边内尺寸; t 为波导壁厚。

  1. 2  阵面缝隙单元数计算

  对于圆形阵列天线, 组成阵面的波导长度各不相同。进行阵面设计时, 先对各根波导容许的极限长度做出计算, 以考虑每根波导上缝隙的数量。从中心算起,每根波导的极限长度为:


  式中: l i 代表由中心算起第i 根波导的长度, i = 1, 2,……, r 为阵面半径。

  辐射缝隙开在波导宽壁上, 为纵向并联缝隙。为保证谐振条件, 各缝隙应同相, 这要求交叉位于波导中心线两侧的相邻缝隙间距d =λ g / 2, λg 为波导波长。

  采用谐振缝隙阵, 第一条和最末一条缝隙在距中心为λg / 4 处短路。长度为li 的波导, 缝隙数为:


  1. 3  辐射阵面设计

  子阵面辐射中心选在离阵面中心为( 0. 3~ 0. 4) R的范围内, 接近45角斜方向上的那个缝隙位置。辐射中心的缝隙场强是子阵面中最强的。计算场分布时, 将辐射中心位置定为坐标原点。

  子阵的辐射中心定为原点, 距原点最远的缝的距离为半径aa, 根据场强分布曲线, 求出每条缝隙对应的场强值, 确定其偏离波导中心线的位置。圆口径泰勒场分布:


  式中:



  μm 为J1 (πx ) 的第m 个根; z n= ±σ [ A。其中, G ij 表示第i 根波导上第j 条缝隙的电导值。可根据对阵面上各缝隙所要求的场强值求其归一化电导值:


  式中: f ij 是由给定的口径场分布曲线求出的第i 根波导上第j 条缝隙所对应的场强值。对于纵向并联缝隙,等效电导为:



  式中: a, b 为波导宽、窄边尺寸; .为工作波长; x 为缝隙中心与波导中心线之间的距离。对于给定的a 和b , 当工作波长确定后, 可计算缝隙的等效电导g 与横向偏移量x 的关系。因此, 可根据对各缝隙所要求的电导值求出偏离波导中心线的距离, 从而确定缝隙的横向位置。

  图1是计算缝隙偏置的流程图。

计算所有缝隙偏置的流程图

图1 计算所有缝隙偏置的流程图

  1. 5 馈电波导设计

  馈电波导在辐射波导背面并与之正交, 采用宽壁中心倾斜串联缝隙, 互耦影响小。相邻馈电缝隙的偏角交错相反。为实现同相馈电, 缝隙间距取λ‘g / 2。为保证波导与缝隙匹配, 在距最末一条缝隙λ’g / 2 处短路。

  为保证各馈电缝隙落在阵面上各波导中心, 令馈电波导的波导波长为阵面上辐射波导宽边外尺寸的2 倍,即λ‘g = 2( a+ 2t ) 。

  为形成单脉冲天线波束, 采用4 根独立的馈电波导分别对子阵馈电。

  根据阵面上各波导所需的能量分配关系, 确定功率分配系数。对于第j 根波导, 功率分配系数为Cj =其中, f i 表示第j 根波导上第i 条缝隙的相对场强。根据功率分配系数Cj, 确定对应的缝隙等效电阻rj :


  在波导尺寸和工作波长给定后, 可计算缝隙电阻对应的偏角。

  1. 6  和差器设计

  和差网络可以是波导结构, 也可以是带线结构。波导型和差网络由波导魔T 组成, 插损一般小于1. 0 dB,隔离优于30 dB。带线和差网络由分支线定向耦合器、?混合环等构成, 插损一般为1. 0~ 1. 5 dB, 隔离约20 dB。

  为使波导魔T 端口匹配, 四个支臂的交接处要安装匹配装置, 如金属膜片、圆杆, 选择尺寸、位置, 使反射波与接头处不连续性造成的反射波抵消, 实现匹配。在弹载、星载情况下, 对体积、重量要求高, 一般采用折叠魔T。

  折叠魔T 匹配调谐困难, 且调谐部分结构较复杂,加工要求高。耦合谐振波导魔T 利用波导宽臂上开的耦合谐振缝实现E 臂功能, 简化了结构, 以便有利于加工。

  当TE10主模从E 臂输入时, 耦合缝切割E 臂波导的内表面电流, 形成小的辐射口径面, 将E 臂中的能量耦合到下面的波导中。由于耦合缝位于H 臂中轴线, 不能在H 臂中激励起TE10模, 从而实现E, H 两臂隔离。

  宽臂耦合谐振缝魔T 在结构、加工、调匹配等方面具有优势, 且隔离度、功率平分性、匹配性能与折叠魔T相当, 具有应用优势。

  2  天线参数计算

  设中心频率为12 GHz, 标准波导BJ120 内边尺寸为19. 05 mm ) 9.52 mm。为压缩体积, 使用半高波导,这样辐射波导尺寸为19.05 mm ) 4.76 mm, 壁厚t=0! 5 mm。当两根波导并在一起时, 公共壁厚为1 mm,将a 和t 代入式( 5) , 可得最大的整数n= 6, 因此波导数N = 12。由式( 6 ) 计算可得各根波导长度为( 138.557 mm, 134.134 mm, 12*20 mm, 114.752 mm,97.724 mm, 71.609 mm) 。

  计算得到各波导上的缝隙数ni = ( 8, 8, 7, 6, 5, 4) 。进而可知四分之一阵面的缝隙数为38, 故整个阵面的缝隙数为152。图2 是所设计的缝隙天线平面图, 选择第2 条波导的第3 个缝隙作为子阵的辐射中心。

缝隙天线的平面图

图2 缝隙天线的平面图。

  在圆口径泰勒分布条件下, 根据图1 所示流程计算得到各缝隙的偏置( 单位: mm) 。


  计算缝隙在不同偏置条件下的谐振长度, 结果如表1所示。

表1  单缝部分计算结果

单缝部分计算结果

  将计算所得数据采用5 次多项式拟合, 如图3所示。

  根据拟合多项式可得每条缝隙的谐振长度。馈电波导的波导波长λ’g = 40.1 mm; 进而求出馈电波导的宽边内尺寸a‘= 15.99 mm, 取馈电波导的窄边内尺寸为b’ = 4 mm。

  馈电缝隙的宽度与阵面辐射缝隙相比, 应适当取宽一点, 这里取2.5 mm。得到馈电缝隙等效电阻为( 0.230 1 Ω, 0.285 5 Ω, 0.247 3 Ω, 0.151 9 Ω, 0.057 7 Ω,0.027 7 Ω ) 。对于此馈电波导, 馈电缝隙偏角与等效电阻的关系如图4 所示。计算每条缝隙等效电阻所对应的偏角为( 13.35, 14.95, 13.86, 10. 76,6.57, 4.53) 。

谐振长度与偏置的关系曲线

图3  谐振长度与偏置的关系曲线。

馈电缝隙偏角与等效电阻的关系

图4  馈电缝隙偏角与等效电阻的关系。

  3  仿真结果:

  构成魔T 的波导与馈电波导相同, 建立魔T 模型,其计算结果表明, H, E 臂之间的隔离度在11. 5 ~12. 5 GHz范围内约为31 dB, 在该此频率范围内两臂电压驻波比均小于1. 8。

  利用上述仿真的魔T 结构, 构建如图5 所示和差网络, 仿真结果如图6 所示。

和差网络仿真模型

图5  和差网络仿真模型。


图6 5 端口输入, 1, 2 与3, 4 端口等幅反相输出。

  图7 给出了和波束方向图仿真结果, 图8 给出了天线几何模型及差波束方向图三维仿真结果。仿真结果表明, 在12 GHz 时, 和波束增益为28.9 dB, 第一副瓣电平为- 22.2 dB, 差波束零深25 dB, 和差网络端口电压驻波比小于2。

和波束仿真方向图

图7 和波束仿真方向图。

差波束仿真模型及方向图

图8  差波束仿真模型及方向图。

  4  结 语

  波导缝隙平板阵列天线以其突出的性能指标得到广泛关注, 但由于其设计复杂, 影响因素多, 且加工工艺要求高, 要想实现工程应用, 需要多方面的努力。

  本文针对一种X 波段波导缝隙天线, 对其进行了设计和仿真, 可为天线的实现提供技术依据。

关键字:X  波段  天线

编辑:什么鱼 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/wltx/2011/0211/article_3739.html
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