车载高频推挽DC-DC变换器设计方案(二)

2014-02-08 12:39:15来源: 互联网

3 开关变压器的设计

  采用面积乘积(AP)法进行设计。对于推挽逆变工作开关电源,原边供电电压UI=24V,副边为全桥整流电路,期望输出电压UO=220V,输出电流IO=3A,开关频率fs=25kHz,初定变压器效率η=0.9,工作磁通密度Bw=0.3T.

  (1)计算总视在功率PT.设反向快速恢复二极管FRD的压降:VDF=0.6*2=1.2V

  计算总视在功率PT.设反向快速恢复二极管FRD的压降:VDF=0.6*2=1.2V

  

  

  

  4 推挽逆变的问题分析

  4.1能量回馈

  主电路导通期间,原边电流随时间而增加,导通时间由驱动电路决定。

  

  图3 S1导通、S2关断时的等效电路

  图3(a)为S1导通、S2关断时的等效电路,图中箭头为电流流向,从电源UI正极流出,经过S1 流入电源UI负极,即地,此时FWD1不导通;当S1关断时,S2未导通之前,由于原边能量的储存和漏电感的原因,S1的端电压将升高,并通过变压器耦合使得S2的端电压下降,此时与S2并联的能量恢复二极管 FWD2还未导通,电路中并没有电流流过,直到在变压器原边绕组上产生上正下负的感生电压。如图3(b);FWD2导通,把反激能量反馈到电源中去,如图 3(c),箭头指向为能量回馈的方向。

4.2 各点波形分析

  当某一PWN信号的下降沿来临时,其控制的开关元件关断,由于原边能量的储存和漏电感的原因,漏极产生冲击电压,大于2UI,因为加入了RC缓冲电路,使其最终稳定在2UI附近。如图4所示。

  

  图4 RC缓冲电路波形图

  当S1的PWN 信号下降沿来临,S1关断,漏极产生较高的冲击电压,并使得与S2并联的反馈能量二极管FWD2导通,形成能量回馈回路,此时S2漏极产生较高的冲击电流,见图5.

  

  图5 S2漏极产生较高的冲击电流

  5 实验与分析

  实验结果表面,输出电压稳定在220V,纹波电压较小。最大输出功率能达到近600W,系统效率基本稳定在80%,达到预期效果。其中,由于IGBT效率损耗较大导致系统效率偏低,考虑如果采用损耗较小的MOSFET,系统效率会至少上升10%~15%.

  注意事项:

  (1) 变压器初级绕组在正、反两个方向激励时,由于相应的伏秒积不相等,会使磁芯的工作磁化曲线偏离原点,这一偏磁现象与开关管的选择有关,原因是开关管反向恢复时间的不同》 可导致伏秒积的不同。

  (2)实验中,随着输入电压的微幅增高,系统损耗随之增大,主要原因是变压器磁芯产生较大的涡流损耗,系统效率有所下降。减小涡流损耗的措施主要有:减小感应电势,如采用铁粉芯材料;增加铁心的电阻率,如采用铁氧体材料;加长涡流所经的路径,如采用硅钢片或非晶带。

  测量数据与计算数据

  6 结论

  推挽电路特别适用于低压大电流输入的中小功率场合,并利用AP法设计了一种高频推挽DC-DC变换器。实验结果表明本文的高频推挽变压器的设计方案达到了预期的效果,使输出电压稳定在220V并具有一定的输出硬度,效率达到80%,为现代汽车电源的发展提供了一定的发展空间。

关键字:车载  高频推挽  DC-DC  变换器

编辑:神话 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/mndz/2014/0208/article_23957.html
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