D类放大器:基本工作原理和近期发展

2013-11-14 20:36:03来源: 互联网
摘要:D类放大器的高效特性,使其成为便携式和大功率应用的理想选择。传统的D类放大器需要一个外部低通滤波器,以从脉宽调制信号(PWM)输出波形中提取音频信号。然而,许多现代D类放大器采用先进的调制技术,可使各种应用免去外部滤波器并降低电磁干扰(EMI)。省掉外部滤波器不仅降低了电路板的空间要求,同时也大幅降低了很多便携式/紧凑型应用的成本。 




引言

大多数音频系统设计工程师都非常清楚,D类放大器与线性音频放大器(如A类、B类和AB类)相比,在功效上有相当的优势。对于线性放大器(如AB类)来说,偏置元件和输出晶体管的线性工作方式会损耗大量功率。因为D类放大器的晶体管只是作为开关使用的,用来控制流过负载的电流方向,所以输出级的功耗极低。D类放大器的功耗主要来自输出晶体管导通阻抗、开关损耗和静态电流开销。放大器的功耗主要以热量的形式耗散。D类放大器对散热器的要求大为降低,甚至可省掉散热器,因此非常适用于紧凑型大功率应用。

过去,基于PWM方式的典型D类放大器需要外部滤波元件,会产生EMI/EMC兼容性问题,并且THD+N性能较差,因此与线性放大器相比,它的高效优势大为失色。然而,最新一代的D类放大器采用先进的调制和反馈技术,可很好地缓解上述问题。

D类放大器基础

现代D类放大器使用多种调制器拓扑结构,而最基本的拓扑组合了脉宽调制(PWM)以及三角波(或锯齿波)振荡器。图1给出一个基于PWM的半桥式D类放大器简化框图。它包括一个脉宽调制器,两个输出MOSFET,和一个用于恢复被放大的音频信号的外部低通滤波器(LF和CF)。如图所示,p沟道和n沟道MOSFET用作电流导向开关,将其输出节点交替连接至VDD和地。由于输出晶体管使输出端在VDD或地之间切换,所以D类放大器的最终输出是一个高频方波。大多数D类放大器的开关频率(fSW)通常在250kHz至1.5MHz之间。音频输入信号对输出方波进行脉宽调制。音频输入信号与内部振荡器产生的三角波(或锯齿波)进行比较,可得到PWM信号。这种调制方式通常被称作"自然采样",其中三角波振荡器作为采样时钟。方波的占空比与输入信号电平成正比。没有输入信号时,输出波形的占空比为50%。图2显示了不同输入信号电平下所产生的PWM输出波形。

图1. 该简化功能框图展示了一个基本的半桥式D类放大器的结构。
图1. 该简化功能框图展示了一个基本的半桥式D类放大器的结构。

图2. 输出信号脉宽与输入信号幅值成正比。
图2. 输出信号脉宽与输入信号幅值成正比。

为了从PWM波形中提取出放大后的音频信号,需将D类放大器的输出送入一个低通滤波器。图1中的LC低通滤波器作为无源积分器(假设滤波器的截止频率比输出级的开关频率至少低一个数量级),它的输出等于方波的平均值。此外,低通滤波器可防止在阻性负载上耗散高频开关能量。假设滤波后的输出电压(VO_AVG)和电流(IAVG)在单个开关周期内保持恒定。这种假设较为准确,因为fSW比音频输入信号的最高频率要高得多。因此,占空比与滤波后的输出电压之间的关系,可通过对电感电压和电流进行简单的时间域分析得到。

流经电感的瞬时电流为:

等式1

其中,VL(t)是图1中使用符号法则后的电感瞬时电压。

由于流入负载的平均电流(IAVG)在单个开关周期内可以看作是恒定的,所以开关周期(TSW)开始时的电感电流必定与开关周期结束时的电感电流相同,如图3所示。

借助数学术语,可用以下等式表示:

等式2

图3. 基本的半桥式D类放大器中,滤波器电感电流和电压波形。
图3. 基本的半桥式D类放大器中,滤波器电感电流和电压波形。

等式2表明,电感电压在一个开关周期内的积分必定为0。利用等式2并观察图3给出的VL(t)波形,可以看出,各区域面积(AON和AOFF)的绝对值只有彼此相等,等式2才能成立。基于这一信息,我们可以利用开关波形占空比来表示滤波后的输出电压:

等式3

将等式4和5代入等式3,得到以下等式:

等式6

最后,得到VO的表达式:

等式7

式中D是输出开关波形的占空比。

利用反馈改善性能

许多D类放大器采用PWM输出至器件输入的负反馈环路。闭环方案不仅可以改善器件的线性,而且使器件具备电源抑制能力。开环放大器却正相反,它的电源抑制能力微乎其微(如果有的话)。在闭环拓扑中,因为会检测输出波形并将其反馈至放大器的输入端,所以能够在输出端检测到电源的偏离情况,并通过控制环路对输出进行校正。闭环设计的优势是以可能出现的稳定性问题为代价的,这也是所有反馈系统共同面临的问题。因此必须精心设计控制环路并进行补偿,确保在任何工作条件下都能保持稳定。

典型的D类放大器采用具有噪声整形功能的反馈环路,可极大地降低由脉宽调制器、输出级以及电源电压偏离的非线性所引入的带内噪声。这种拓扑与用在Σ-Δ调制器中的噪声整形类似。为阐明噪声整形功能,图4给出了一个1阶噪声整形器的简化框图。反馈网络通常包含一个电阻分压网络,但为简便起见,图4的反馈比例为1。由于理想积分器的增益与频率成反比,图中积分器的传递函数也被简化为1/s。同时假定PWM模块具有单位增益,并且在控制环路中具有零相位偏移。使用基本的控制模块分析方法,可得到以下输出表达式:

等式8

图4. D类放大器的控制环路包含1阶噪声整形电路,可将大部分噪声推至带外。
图4. D类放大器的控制环路包含1阶噪声整形电路,可将大部分噪声推至带外。

由等式8可知,噪声项En(s)与一个高通滤波器函数(噪声传递函数)相乘,而输入项VIN(s)与一个低通滤波器函数(信号传递函数)相乘。噪声传递函数的高通滤波器对D类放大器的噪声进行整形。如果输出滤波器的截止频率选取得当,大部分噪声会被推至带外(图4)。上述例子使用的是1阶噪声整形器,而多数现代D类放大器采用高阶噪声整形拓扑,以便进一步优化线性和电源抑制特性。

D类拓扑—半桥与全桥

很多D类放大器还会使用全桥输出级。一个全桥使用两个半桥输出级,并以差分方式驱动负载。这种负载连接方式通常称为桥接负载(BTL)。如图5所示,全桥结构是通过转换负载的导通路径来工作的。因此负载电流可以双向流动,无需负电源或隔直电容。

图5. 传统的全桥式D类输出级,使用两个半桥输出级对负载进行差分驱动。
图5. 传统的全桥式D类输出级,使用两个半桥输出级对负载进行差分驱动。

图6展示了传统的、基于PWM的BTL型D类放大器输出波形。在图6中,各输出波形彼此互补,从而在负载两端产生一个差分PWM信号。与半桥式拓扑类似,输出端需要一个外部LC滤波器,用于提取低频音频信号并防止在负载上耗散高频能量。

图6. 传统的全桥式D类输出波形彼此互补,在负载两端产生一个差分PWM信号。
图6. 传统的全桥式D类输出波形彼此互补,在负载两端产生一个差分PWM信号。

全桥式D类放大器除具有与AB类BTL放大器相同的优点外,还具有高效特性。BTL放大器的第一个优点是,采用单电源供电时输出端不需要隔直电容。半桥式放大器则不然,因为它的输出会在VDD与地之间摆动,空闲时占空比为50%。这意味着它的输出具有约VDD/2的直流偏移。全桥式放大器中,这个偏移会出现在负载的两侧,输出端的直流电流为零。它们具有的第二个优点是,在相同的电源电压下,输出信号摆幅是半桥式放大器的2倍,因为负载是差分驱动的。在相同电源电压下,理论上它可提供的最大输出功率是半桥式放大器的4倍。

然而,全桥式D类放大器所需的MOSFET开关个数也是半桥式拓扑的2倍。一些人会认为这是它的缺点,因为更多的开关意味着会产生更多的传导和开关损耗。然而,这仅对于大功率输出的放大器(> 10W)是正确的,因为它们需要更高的输出电流和电源电压。有鉴于此,半桥式放大器凭借微弱的效率优势,而常常在大功率应用中被采用。大多数大功率的全桥式放大器在驱动8Ω负载时,功效在80%到88%之间。然而,当每个通道向8Ω负载注入高于14W的功率时,类似MAX9742的半桥式放大器可获得90%以上的效率。

省去输出滤波器—免滤波器调制器

传统D类放大器的一个主要缺点就是它需要外部LC滤波器。这不仅增加了方案总成本和电路板空间,也可能因滤波元件的非线性而引入额外失真。幸好,很多现代D类放大器采用了先进的"免滤波器"调制方案,从而省掉或至少是最大限度降低了外部滤波器要求。

图7给出了MAX9700免滤波器调制器拓扑的简化功能框图。与传统的PWM型BTL放大器不同,每个半桥都有自己专用的比较器,从而可独立控制每个输出。调制器由差分音频信号和高频锯齿波驱动。当两个比较器输出均为低电平时,D类放大器的每个输出均为高。与此同时,或非门的输出变为高电平,但会因为RON和CON组成的RC电路而产生一定延时。一旦或非门延时输出超过特定门限,开关SW1和SW2即会闭合。这将使OUT+和OUT-变为低,并保持到下个采样周期的开始。这种设计使得两个输出同时开通一段最短时间(tON(MIN)),这个时间由RON和CON的值决定。如图8所示,输入为零时,两个输出同相并具有tON(MIN)的脉冲宽度。随着音频输入信号的增加或减小,其中一个比较器会在另一个之前先翻转。这种工作特性外加最短时间导通电路的作用,将促使一个输出改变其脉冲宽度,另一个输出的脉冲宽度保持为tON(MIN) (图8)。这意味着每
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关键字:D类  放大器

编辑:神话 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/mndz/2013/1114/article_20692.html
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