转换器输入阻抗计算方法及测量技巧

2013-05-26 12:35:41来源: 互联网
表面上,这似乎非常棘手,但其实有多种方法可以测量转换器阻抗。技巧在于利用网络分析仪来完成大部分琐碎工作,不过这种设备可能价格不菲。其优点是,当今的网络分析仪能够实现许多功能,像迹线计算和去嵌入等;对于阻抗转换等任务,它可以直接给出答案,而不需要使用外部软件。

  测量转换器的阻抗需要两块电路板、一台网络分析仪和一点“入侵”知识。第一块板焊接有ADC/DUT(待测器件),还焊接了其它元件以提供偏置和时钟(图3a)。第二块高速ADC评估板去除了前端电路,仅留连至转换器模拟输入引脚的走线(图3b)。

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  图3: ADC的阻抗测量需要一块ADC评估板(a)且要将(a)中的前端去掉以用于测量(b)。

  第二块板除去了拆掉的前端电路的任何走线寄生效应。为此,必须使用与图3b所示一模一样但没焊装器件的电路裸板(图4a)。然后切割该裸板,只剩下前端电路走线进入ADC的模拟输入引脚的那部分(图4b)。

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  图4: 为去掉被剥离的前端电路的导线寄生效应,应使用图3b所示的未焊件裸板(a)。该板的一个剪切版只允许前端电路导线连接到ADC的模拟输入引脚(b)。

  需要在转换器的引脚处安装一个连接器(通常会有足够的铜来完成这一任务)。在此阶段可发挥创造性以保证该连接器的牢固连接。通常,ADC的裸露焊盘(epad)可用于实现转换器本身到地的连接。假设前端电路的两条差分走线相等且对称,那么只需要使用其中的一条走线。该板用于实现“通过”测量,最后将从焊有器件电路板的测量结果中减去前一测量结果。

  下一步是对剪切后的小裸板(图4b所示的第二块板)实施“通过”测量,以测量S21(图5)。这个文件(应以touchstone格式或?.S2P文件形式保存)将成为去嵌入文件,用以从焊有器件的板中剔除所有走线寄生效应。

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  图5: 图4b所示剪切板的去掉前端电路后的导线阻抗。

  然后只需以差分配置将焊件板(图3b所示的第一块板)连接到网络分析仪。应为该板提供电源和时钟,以确保能捕捉到测量过程中转换器内部前端设计的任何寄生变化。

  焊件板“上电”后,转换器看起来像是在典型应用中。在此测量中,将先前在切割裸板的各端口(各模拟输入走线)上测得的板寄生效应(图6)去掉。最终将从当前ADC测量结果中减去板寄生效应,仅在图中显示封装和内部前端阻抗(图7)。

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  图6: 这条曲线说明了没去掉前端电路寄生效应的ADC阻抗。

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  图7: 这条曲线说明了去掉前端电路寄生效应的ADC的阻抗。

  转换器输入阻抗计算:数学方法

  现在我们通过数学方法分析一下,看花在实验室测量上的时间是否值得。可对任何转换器的内部输入阻抗实施建模(图8)。该网络是表述跟踪模式下(即采样时)输入网络交流性能的一个良好模型。

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  图8: 跟踪模式(实施采样时)下,ADC内部输入网络的AC性能。

  ADC internal input Z:ADC内部输入阻抗

  通常,任何数据手册都会给出某种形式的静态差分输入阻抗、以及通过仿真获得的R||C值。本文所述方式所用的模型非常简单,目的是求出高度近似值并简化数学计算。否则,如果等效阻抗模型还包括采样时钟速率和占空比,那么很小的阻抗变化就可能使数学计算变得异常困难。

  还应注意,这些值是ADC内部电路在跟踪模式下采样过程(即对信号进行实际采样)中的反映。在保持模式下,采样开关断开,输入前端电路与内部采样处理或缓冲器隔离。

  推导该简单模型(图8)并求解实部和虚部:

  Z0 = R, Z1 = 1/s • C, s = j • 2 • π • f, f = frequency

  ZTOTAL = 1/(1/Z0 + 1/Z1) = 1/(1/R + s • C) = 1/((1 + s • R • C)/R)) = R/(1 + s • R • C)

  代换s并乘以共轭复数:

  ZTOTAL = R/(1 + j • 2 • π • f • R • C) = R/(1 + j • 2 • π • f • R • C) • ((1 – j • 2 • π • f • R • C)/(1 – j • 2 • π • f • R • C)) = (R –j • 2 • π • f • R2 • C)/(1 + (2 • π • f • R • C)2)

  求出“实部”(Real)和“虚部”(Imag):

  ZTOTAL = Real + j • Imag = R/(1 + (2 • π • f • R • C)2) + j • (–2 • π • f • R2 • C)/(1 + 2 • π • f • R • C)2)

  Real = R/(1 + (2 • π • f • R • C)2) Imag = (–2 • π • f • R2 • C)/(1 + (2 • π • f • R • C)2)

  这一数学模型与跟踪模式下的交流仿真非常吻合(图9和图10)。这个简单模型的主要误差源是阻抗在高频时的建立水平。注意,这些值一般是通过一系列仿真得出的,相当准确。

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  图9: 显示的是转换器输入阻抗曲线的“实部”部分,它比较了经测量、数学和仿真方法得到的结果。

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  图10: 显示的是转换器输入阻抗曲线的“虚部”部分,它比较了经测量、数学和仿真方法得到的结果。

  现在讨论图9和图10所示的测量结果。所有三条曲线并不完全重合,但很接近,这是因为某些测量误差总是存在的,而且仿真可能并未考虑到转换器的所有封装寄生效应。因此,一定程度的不一致是正常的。尽管如此,这些曲线在形状和轮廓方面都很相似,相当近似地给出了转换器的阻抗特性。

  注意,网络分析仪只能在其特征阻抗标准乘/除10倍的范围内提供可信的测量结果。如果网络分析仪的特征阻抗为50Ω,那么只能在5Ω到500Ω的范围内实现令人满意的测量。这也是数据手册中更愿意列出简单R||C值的原因之一。

关键字:转换器  输入阻抗

编辑:神话 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/mndz/2013/0526/article_18670.html
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