使用一次侧回授的4.2W GU10 LED照明驱动器(二)

2013-05-13 21:26:22来源: 互联网
1.4 ZCD 检测、延迟设置与输出过压

零交叉检测 (ZCD) 引脚对变压器辅助绕组进行零电流检测。当 ZCD 电压低于VZCD(TRIG)电平时,内部 RS 触发器便向 IDLY 延迟模块发送一个 ZCD 信号,触发下一个开关周期。该引脚的双层检测 (ARM/TRIG),可以确保开关 FET 在隔离变压器二次侧零电流时“开启”。图 5 显示了开关 FET“漏电流”的典型开关波形图。控制器还会为 ZCD 检测提供 300ns 的空余时间,以避免出现任何可能的振铃影响。
 
为了降低转换器工作期间的 EMI 和开关损耗,TPS92310 控制器使用了一个 DLY 引脚。连接一个外电路电阻器,可以很容易地控制延迟计时器。利用这种 IDLY 引脚,转换器可以确保变压器绕组零电流,无需“开启”主开关 FET。必须根据隔离变压器主绕组电感和开关 FET 漏极充电之间的谐振频率,来考虑预设延迟计时器值。利用下列方程式,我们可以计算得到Tdly:
(2)
其中:
Lp=变压器一次绕组电感
Coss=MOSFET 输出电容
Tdly 用于控制 VCOMP 的放电时间,因此它必须由连接 DLY 引脚的外部电路电阻器来设置,如图 6 所示。
 

图 5 典型开关波形
 

图 6 Tdly 设置曲线
 
ZCD 引脚同时也用作输出过压保护。辅助绕组上的正电压呈现为输出LED 电压,会被外部分压式电阻器检测到,如图 7 所示。ZCD 引脚上的过压超出 OVP 阈值 3 个周期。驱动输出应被关闭,并且控制器实施重启模式。OVP 电压的计算方法如下:

其中:
Ns=辅助绕组匝数
Na=输出绕组匝数
VD=输出整流器的正向电压
 
辅助绕组上的负电压代表输入电压的反射电压,因此,当选择 RU 时,需考虑电阻器的功耗。0.2mA 到 0.5mA 的电流较为合适。把一个二极管连接至 ZCD 引脚,以将这种负电压控制在 1V 以下。我们总是会在 ZCD 引脚和 GND 之间连接一个小容量电容器 C,目的是消除可能出现的振铃影响,确保精确的 OVP,并实现适合的谷值开关接通。
 

图 7 ZCD 引脚连接电路
1.5 输出短路保护

TPS92310 控制器工作在电压模式控制下,需要使用逐周期限制,以实现 OCP 和 SCP。在这种隔离式反激结构中,控制器提供两种具有不同 OCP 阈值(0.64V 和 3.4V)的恒定导通时间模式。利用如下方程式,可以计算出主电流的检测电压大小:

其中:
REF=控制器的 0.14
VLED = 12 V
VD = 0.8 V
Vin_min = 127 Vdc
本设计中,Vor 约等于 85V,也即 Nx(VLED + VD)
η=效率,低线压时估算得到约 0.8
 
对于这种传统型反激设计,Visns 约为 0.53 V。
 
由于 Vin_min 电压固定,而 Vor 设计电压也几乎固定不变,因此,当 LED电压不同时,Visns 几乎为恒定。检测电压低于 OCP 阈值,因此我们可以配置 0.64 V OCP 阈值的恒定导通时间模式,实现优异的输出短路保护。这种模式可以用于所有传统反激设计中。为了避免输出短路期间 ZCD 检测的振铃干扰,必须在 ZCD 引脚和 GND 之间连接一个小容量电容器,以消除伪 ZCD 检测。一个 10-Pf 电容器较为适合于这种设计。图 8 显示了输出短路波形。
 

图 8 输出短路保护 (SCP) 波形
 

1.6 外部线压调节补偿

由于控制器固有的传播延迟,高线压和低线压下存在不同的峰值电流,如图 9 所示。相同传播延迟情况下,相比低线压输入电压,高线压输入电压会产生更高的电流差。根据方程式 1,输入电流检测误差会影响 LED 电流,导致线压调节效果不是很好。当输入电压从低线压变为高线压时,有两种方法可以改善线压调节:
 
1、     添加一个快速关闭电路(如图 10 所示)。它可以减少 MOSFET 开关延迟,并改善本设计中 230 Vac 的 5 mA 电流容限。
2、     添加一个输入电压检测电路(如图 11 所示),以缩短高线压下的导通时间;通过调节 R17 至 110 Vac 和 230 Vac 线压,达到理想的高电流精确度。R19、R19 和R20判定LED电流的拐点。图 12 显示了使用外部补偿的线压调节比曲线。

图 9 固有传播延迟

图 10 快速关闭电路
 

图 11 外部线压调节补偿电路
 

图 12 线压调节补偿曲线

关键字:GU10  LED照明  驱动器

编辑:神话 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/mndz/2013/0513/article_18400.html
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