[组图]32W混合式音频功率放大器

2013-04-08 22:21:43来源: 互联网 关键字:32W  混合式  音频  功率放大器
本文将电子管EL34和晶体管(运放)巧妙地组合起来,结果获得了出乎意料和高性能。这个32W功率放大器,其满功率带宽为5Hz至55kHz,在lkHz、20W时,其失真仅为0.07%。

    不可否认,半导体工艺在过去一段时期内已取得长足的进步,但仍有许多音响发烧友坚持认为电子管声音性能更佳。

    尽管电子管需要单独的灯丝加热电源,还需要高压供电,但与固态器件相比,电子管仍有许多长处是其半导体对手所不具备的。因此,发烧友至今仍对胆机情有独钟是完全可理解的,为什么要用电子管呢?

    首先,电子管容易激励。在低频段,电子管栅一阴间的阻抗高达100Mfl,而且不象VMOS那样有大并联电容。同时,电子管的一致性好,同一批产品,电子管样品间的匹配比晶体管好得多。因此,用电子管来制作AB类放大输出级,可能比用等效的固态器件远为线性。由此可以断言,电子管在近期内决不会消失,尤其在音响领域。

    出于一种探索心理,我们用一对以前曾得到广泛使用的电子管EL34,并由固态电路来驱动。

    我们认为用EL34作为输出电子管是一种最佳选择,其理由是:首先,EL34有高达25W的板极耗散。同时,可以安插在较为便宜的标准八脚锁紧管座上。至于所以采用固态驱动器,则在阅读本文的过程中会逐渐了解的。现在让我们首先研究有关输出级的基本情况。

    电子管输出级的最简形式为单端A类三级管放大器,如图1a)所示。因为电子管具有有限的容性电流及相当大的内阻,因此,板极驱动电压通过一个阻抗匹配变压器直接加到扬声器上。这类系统工作状态良好,但其理论上的最大效率仅为50%。通常因为板极特性的限制,其实际效率大都在25%左右。这样看来,单端三极管输出级似乎已成为昨日黄花。但是,音响发烧友又将它起死回生。如果你经济宽裕而又有兴趣的话,可以化大价钱购置一个特制的三极电子管放大器,在英国需要30,000英磅。 
   
   电子管输出级 
   
      一般的电子管输出级示于图1b,为简化计,电子管均表示为三极管。输出从电子管的板极馈至输出变压器的初级。初级绕组的中心抽头接至正电源。

    当同相和反相输入信号加至电子管的栅极时,即获得推挽作用。对于固态器件,这种工作类型取决于偏置电流。

    推挽级通常具有抵销偶次谐波和增大输出功率的优点。此外,尚可消除板极上的噪声电压,抑制大功率电源的纹波。

    在这类电路中使用EL34,加上适当的高电压,可以获得20~50W的功率输出。但是,电子管输出级的主要设计任务在于输出变压器,特别是保证良好的频响,更有赖于输出变压器的精心设计。

    实际的变压器与理论模型的区。别,在于前者需要考虑使初级电感足够大,以获得良好的低频响应。类似地,在频段高端,漏感和绕组电容限制了高频响应。
   
   


      
       一个实际变压器的电路模型示于图2,其中,图2a为低频等效电路,图2中各元件为:r1是初级电阻,L1为初级漏感,r2为次级电阻,L2为等效次级漏感,R0为等效铁耗电阻,L0为初级电感,C1和C2为初级和次级的等效集中电容,Cw为匝间电容,RL为次级负载。这里初级电感和电子管的板极阻抗构成一高通滤波器。显然,初级电感越大,低频响应越好。图2a中的Rp板极电阻,Rw为绕组电阻,L0初级电感,RL为次级负载乘以圈数比的平方。

    图2b所示为变压器的高频等效电路。在高频段,初级电感足够大,对频响无影响,但是,漏感Lk绕线电容C共同构成一个二阶低通滤波器

    漏感和绕组电容均取决于变压器的结构方式。为了减少这两个因素对频响的影响,变压器的绕组通常采用分段绕法+从等效电路可以明显看出,为了得到良好的高频响应,漏感必须力求最小。

    当板极电阻给定,而在计算所需初级电感量时,可以看到,板极电阻越低,所需初级电感量也急剧降低。事实上,如果输出阻抗可以做到零,则所需的初级电感也可以为零。类似地,可以证明,变压器引入的失真,在很大程度上也取决于板极电阻,如能实现零阻抗驱动,则失真也降为零。

    所以在一个装置中优先采用三极管输出级,是因为三极电子管比五极管的板极阻抗低。因此,对于给定的低频响应,三极管的输出变压器所必须的初级电感也可以较低。大多数实际设计都采用深度负反馈来降低有效的板极电阻。

    通常,反馈取自变压器的输出绕组,即在反馈环内包括有次级绕组。但是,由于输出变压器具有电抗元件,以这种方式可以引入的反馈量通常都有严格限制,以免引起寄生振荡。
     
   


      
      
      解决这个问题的最佳路径是采用阴极输出级,如图3所示。此电路与固态电路中大家所熟悉的射极输出器具有类似功能。其电压增益总是小于1,但其输出阻抗比通常阴极接地的三极管放大器要小得多。而失真通常也小一个数量级。

    由于上述限制,使阴极输出器更多的用于实验室场合,因为驱动此类电路几乎需要在高压所允许的范围内给出双倍的信号振幅,但是,在开发下面介绍的实用电路之前,曾试验过推挽阴极输出器,由一个级间变压器(inte—stagtransformer)来驱动。不过,另外有一种办法可以产生阴极输出器同样的效果,它具有一般电子管输出级的全部优点而很少副作用。此电路是跨导(transcon—ductance)放大器和跨阻(transresistance)放大器的合并,如图4所示。
   


      
       很难理解,为什么这种别致的电路未曾得到广泛使用。因为此类电路用少量元件即可得到很好的性能。图4a所示为工作方式有如普通虚拟接地放大器的跨阻放大器。

    如果开环增益很高,则闭环性能由R1与R2之比来确定。如果R1由一恒流源来替代,则得图4b,此放大器在其反相端可“看到”100%的负反馈,其电压增益为零。

    用一跨导放大器来代替恒流源,则放大器的输出为IKl,由跨阻级产生的失真很小,因为反馈系数p(信号反馈比)几乎为1。因为跨导放大器也可以做成单位增益,从而可得到个性能优良的电路。

    在目前的电路中,跨阻放大器由一电子管来构成。而TL072运放反馈环中的晶体管则是跨导放大器的基础。在整个音频频段,此电路给出的输出阻抗大于10MI。所需的电压增益可以通过改变跨导比R2来获得,而跨导放大器和跨阻放大器的电压增益均为1。从驱动电路来的、平衡良好的推挽输出还需要驱动推挽输出级。为此,可以将运放的反相输入端经一电阻和隔直流电容而方便地获得对推挽输出级的驱动。

     图4总括说明了整个设计思路,图4a为普通工作的虚拟电路的跨阻抗放大器,图4b为用恒定电流源替代电阻R2的电路,其反相输入端上有100%的负反馈,电压增益为零。图4c为以跨导放大器来替代恒流源的电路,由于反馈系数p近似为1而使失真很小。图4d将图4C转换为有电子管的混合电路。

    有了图4电路的基础,现在可以讨论图5所示的混合式放大器的完整电路。输入信号通过R1馈至A1的同相输入端,从而设定了输入阻抗。运放A1与晶体管Trl共同构成一个如前所述的跨导放大器。反馈取自发射极电阻R3,经R2至A1的反相输入端。电阻R12和R13接至电源一Ve,并为Trl和Tr2提供偏置,以设定此级的静态电流。

    从Trl集电极来的输出电流馈入R7,而电阻R7构成了电子管V1栅极-板极之间的分路。电容C1使电子管的栅极与Trl上的直流电平相隔离。R6使栅极有接地通路。对交流而言,R7和R6构成Trl的并联负载。由于电子管的增益,使此阻抗大减,约为原值的九分之一。

    输出级的偏置由R10供给,C3为交流旁路电容,而屏栅极则由R14和R15偏置。

    此电路的左右两半是相同的。分相作用是通过由电阻R11和隔直流电容C4共同对A1和A2反相输入端的耦合来实现的,这就导致在Trl和Tr2的发射极上出现二个相位相反、幅度相等的二个信号来驱动输出级。

    从V1和V2来的输出电压加到Tl的初级线圈上,而高压则通过T1初级的中心抽头加到电子管上。音频输出信号取自Tl的次级线圈而加到扬声器上。电阻R16保证在未加适当负载时,输出级不致失控。

    因为在电路内加有很深的负反馈,因此,无需通过输出变压器再引入过量反馈。但是,在做实验时,反馈可以取自输出变压器的输出侧,而引至A2的同相输入端。如果这样进行实验,则R11之值应减小,以增大开环增益。
   
      
  

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编辑:神话 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/mndz/2013/0408/article_18055.html
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