高效率的风扇控制电路

2012-03-17 14:30:34来源: 互联网 关键字:高效率  风扇控制

高效率风扇控制电路

最简单的风扇控制方案是采用一个开关控制风扇,这种方案虽然简单,但效率非常低,因为风扇提供的制冷能量远远高于实际需求。另外,这种开关控制方案产生的噪声很大。利用脉宽调制技术(PWM)可以提高风扇的工作效率和稳定性,但PWM方案并非当前最好的解决方案。本文提出了两种替代方案,一种基于线性调节器架构,另一种基于开关调节器架构,它们都可以直接利用PWM调制信号控制3线风扇的转速,提供更高效率。

典型的风扇控制器可提供PWM信号输出,对风扇速度进行控制。一般情况下,低频信号(30~100Hz)通过占空比可调信号控制风扇马达的导通和断开,从而调节风扇的转速。不幸的是,对3线风扇(电源、地和转速计输出)电源进行斩波控制会制约转速计信号(提供给风扇控制器的反馈信号),因为信号在占空比的低电平期间被截止,从而影响控制环路。一些风扇控制器试图补偿这些影响,但效果不佳。此外,交替地开关风扇还会产生“喀嗒”噪声。

一种解决方案是采用低通滤波器平滑PWM信号,然后利用平滑后的信号控制线性驱动器。对于12V风扇,控制电压的典型值为5~12V,可以使用一个廉价的线性调节器驱动风扇。另外,电路中需要引入RC滤波电路对PWM输出进行平滑处理,然后经过一个运放缓冲或外部调节器对电流进行放大。这种方案原理上是可行的,但是如果没有额外的保护将很容易造成电路损坏,风扇一旦短路就会损坏整个电路。

通用的线性调节器非常适合风扇驱动应用。线性调节器由运算放大器、导通晶体管、限流器、短路保护电路及高温保护电路组成,所有功能电路都集成在一个封装内,价格也非常合理。更重要的是,典型的线性调节器能提供0.5~1.5A的电流,可满足绝大部分风扇控制的需求。

在典型应用中,控制器将100Hz的PWM信号施加到导通晶体管的基极,根据PWM的占空比触发风扇电机电流的导通和断开,从而控制风扇的转速。图1电路采用100Hz的PWM信号控制风扇,PWM信号由U1(双通道温度监控器MAX6639,带有两路自动PWM风扇速度控制输出)的漏极开路输出提供。这个电路不是控制导通晶体管的通断,而是用图1所示PWM信号控制线性调节器(U2)的输出电压。RC滤波电路平滑PWM输出,时间常数等于R1、R2A和R2B的戴维南等效电阻与电容C1的乘积。

图1:基于线性调节器的简单而低成本的风扇控制电路。
图1:基于线性调节器的简单而低成本的风扇控制电路。

U2调节输出电压,使VOUT与ADJ之间的电压稳定在1.25V。假设不计U1对输出的影响,则U2的输出电压等于1.25V×(1+R2/R1),其中R2=R2A+R2B。假设要考虑U1的控制作用,则需注意是R2A决定了最小输出电压。当U1的PWM极性控制位设置成正极性占空比时,占空比为0%的输出产生很小的PWM信号,使漏极开路输出连续导通,等效于R2B短路。在这种情况下,R2A(3.3kΩ)决定最小输出电压为4.7V。对保持有效的转速信号并同时最小化风扇的功耗而言,这个电压已经足够低。

R2B与R2A的和确定VOUT的最大值。当占空比为100%时,漏极开路输出保持在开路状态,R2B在分压网络表现出最大值,7.5kΩ的R2B对应于12.5V最大电压。C1和C4是典型的旁路电容,C3为U2的输出电容,C3被用来平滑输出电压并为风扇提供交流电流。

线性调节器驱动方案可以提供有效的转速控制以及高温、短路保护,但它的功耗较大。对于低功率风扇,增加额外功耗可能不是问题,但大功率风扇可能无法承受额外的功耗。当电压差为7V、电流等于500mA时,调节器或者导通晶体管需要消耗3.5W功率,这将带来散热问题。但是,风扇通常被用于冷却其它电路,而不是冷却风扇控制器本身。

为寻求一种效率更高、功耗更低的电源管理方案,可考虑开关调节器。就像前面介绍的线性调节器驱动方案一样,开关调节器方案需要对风扇控制器输出的低频PWM信号进行平滑和电平转换。这里的温度监控器仍选择MAX6639。

开关调节器具有多种拓扑结构,供应商也很多,因此选择正确的开关调节器并非易事。针对本文应用的选择范围可大大缩小,因为这里采用的开关调节器有一些特殊要求:一是它必须是降压型的,可以把12V的笔记本电池或外部电池电压降到5V;二是它必须在风扇短路时提供限流保护,在连接充电器直接工作时承受一定的高压,并具备内部驱动晶体管和简单的电压反馈电路。根据这些标准,我们选择了如图2所示的MC33063A(U2)。

图2:基于开关调节器的高效率的风扇控制电路。
图2:基于开关调节器的高效率的风扇控制电路。

U2被配置成一个传统的降压型调节器,因为该电路采用片内晶体管,所以必须保证峰值电流低于1.5A的特定限制值。降压型设计的峰值电流为Ipk=2IOUT,因此必须将IOUTMAX限制在750mA以内。R3被用来限制峰值电流,R3=0.3V/Ipk。当R3=0.5Ω时,峰值电流限制在600mA,从而允许使用额定电流较小的电感和通用的1A肖特基二极管。

为消除听得到的噪声,要求选择适当的C1,将开关调节器的振荡频率设置在超声波频率范围内(50kHz)。50kHz的振荡频率可提供较高效率,而无需使用大尺寸电感。考虑到最小输出电压为5V,选择L1为50μH。

风扇的输出电压为VOUT=1.25V×(1+R2/R1),其中R1是R1A与R1B的并联电阻值。U1的输出为100Hz的漏极开路信号,当占空比等于100%时,PWM输出关闭漏极开路输出晶体管,即断开R1B与电路的连接。此时,风扇电压为VOUT=1.25V×(1+3.6kΩ/1.2kΩ)=5V。当占空比为0%时,PWM输出为低电平,R1为R1A(1.2kΩ)和R1B(600Ω)的并联阻值,等于400Ω,此时风扇电压为VOUT=1.25V[(1+3.6kΩ)/400Ω]=12.5V。

实际的输出电压会略微降低,因为U1的PWM输出不是以真正的地为参考,实际参考电压为输出晶体管导通电阻Rds乘以2mA(即U2第5引脚上的基准电压1.25V除以R1B的阻值600Ω)。按照上述讨论,当占空比为0%时,输出电压为12.5V;当占空比为100%时,输出电压为5V。通常还可以利用控制位反转PWM的输出极性,来轻松获得相反的结果。

但占空比为50%时,C4平滑PWM输出。大的容值有助于减小纹波,但会增加响应时间。为平衡响应时间和纹波指标,建议选择1μF电容。

当第5引脚上的电压超过1.25V时,U2的滞后反馈信号将关闭输出。由于采用了简单的RC滤波电路,当C4电压超过U2的基准电压时,在占空比为50%时可以关闭输出。这种效应可以通过增大输出电容C2进行补偿。C2在负周期为风扇供电。为选择正确的电容值,必须进行实验,因为该值与转速计工作时的最低电压、最小占空比、风扇噪声等因素有关。

在图2中,基于10%的最小占空比、1V输出纹波电压,选择C2的容值为470μF,它在12V时可吸收175mA电流。当然也可以选择更大容值的电容,但其成本高且尺寸大。大多数风扇通常允许一定的电压纹波,关键是不能使风扇的驱动电压太低,以致转速计的工作没有保障,或者风扇的电压调节产生噪声。

最后需要强调的是,图2电路在调节风扇转速时比图1电路具有更高效率。图3对这两种电路的效率进行了比较。

图3:线性稳压型风扇控制效率(绿色)与开关型风扇控制效率(紫色)的对比。
图3:线性稳压型风扇控制效率(绿色)与开关型风扇控制效率(紫色)的对比。

关键字:高效率  风扇控制

编辑:神话 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/mndz/2012/0317/article_15169.html
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