采用BoostPWMDC/DC变换器的正弦波逆变器

2011-05-24 11:55:29来源: 互联网

摘要:介绍了采用BoostPWMDC/DC变换器正弦波逆变器的工作原理与控制方式,这是一种新型的正弦波逆变器。

关键词:升压;DC/DC变换器;正弦波逆变器

 

1    引言

    传统的电压型逆变器只能降压,不能升压。要升压就必须采用升压变压器,或在直流电源与逆变器之间串入Boost DC/DC变换器。这对于应用于UPS及通信振铃电源的低频逆变器来说,将会使电源的体积重量大大增加。而采用新型的BoostPWMDC/DC变换器组成的逆变器,将会很简单地实现升压逆变。如果在一个周期内不断地按着正弦规律改变载波周期内的占空比D,就可以输出电压成为正弦波。

2    Boost变换器的升压特性

    BoostPWMDC/DC变换器具有优越的无级升压变压功能,因此,可以把它直接应用于需要升压变压的高开关频率PWM电压型逆变器中。

    Boost变换器电路如图1(a)所示。假定开关S的开关周期为T,开通时间为ton=DT,关断时间为toff=(1-D)T,而D=ton/T=0~1为开通占空比,(1-D)=ton/T为关断占空比。Boost变换器有两个工作过程。

    1)储能过程在S开通期间ton为电感L的储能过程,其等效电路如图1(b)所示。S开通,输入电路被S短路,输入电流i1使电感L储能,加在L上的电压为电源电压US,电压方向与电流方向相同。由电磁感应定律

   

    在ton期间,L中的电流增量为

    ΔI1on=

    2)放能过程在S关断期间toff,为电感L的放能过程,其等效电路如图1(c)所示。S关断,D导通,电源与输出电路接通,电感L放能,加在L的电压为输出电压Uo与电源电压US之差(UoUS),电压方向与电流i2的方向相反。由电磁感应定律得

   

    在toff期间,L中的电流减小量为

        ΔI2off=

    电路稳定后,ΔI1on=|ΔI2off|

    所以DT=(1-D)TUS=(1-D)Uo

故输出输入电压变比        (1)

    Boost变换器的工作波形如图1(d)所示,可以看出:输入电流i1是连续的,输出电流i2是断续的。i1连续是因为输入电路有L的存在。

    作出M=f(D)的关系曲线如图1(e)所示。由于D=0~1,所以,说明Boost变换器只能升压,不能降压。

(a)原理电路

(b)储能等效电路        (c)放能等效电路

(d)    波形图    (e)M=f(D)曲线

图1    Boost变换器电路的工作波形及M=f(D)曲线

3    Boost逆变器的构成

    对于UPS或交流电动机驱动用的逆变器,要求它必须能够双向四象限工作,所以,应将Boost DC/DC变换器改进成双向变换器。所谓双向变换器,就是功率既可以从输入端流向输出端,也可以从输出端流向输入端。为此,必须要解决电流反向流通的问题。最简单的解决办法是在原电路的三极管上反并联一只二极管,在原电路的二极管上反并联一只三极管,三极管和二极管共同组成两个反向导通的开关S和S。S和S按互补方式工作。这样,不仅保证了正反向电流的流通,而且也不使等效电路的工作过程发生变化。改进后的电路如图2(a)所示,图2(b)为双向Boost变换器的M=f(D)曲线。当功率由US输送到Uo时,变换器工作在Boost状态,。当功率由Uo输送到US时,变换器工作在Buck状态,M=1-D

    所谓S与S互补工作,即在DT期间S开通,S关断,在(1-DT期间S开通,S关断。

    根据变换器变比的定义,当US为电源Uo为负载时,变比M=称为正向变比。当Uo为电源US为负载时,变比M=称为反向变比。两者之间的关系为M=。令互补占空比D=1-D,则1-D=D,因此,Boost变换器的变比M=M=1-D=D

(a)双向Boost变换器电路    (b)M=f(D)曲线

图2    双向Boost变换器的原理电路及其M=f(D)曲线

    用图2(a)所示的Boost双向变换器构成的双向四象限Boost逆变器如图3(a)所示,图3(b)为双向四象限Boost逆变器的M=f(D)曲线。Boost逆变器是用两个双向Boost变换器,共用一个电源US,在电源的负极上下对称地并联起来构成的。负载电阻R以输出差动的形式连接电路中。逆变器的4个开关工作在如图3(a)所示的互补方式,由电源US通过上下两个双向变换器向负载R供电。当上面的双向变换器变比为M′=f(D)时,下面的双向变换器的变比即为M′=f(D),D=1-D。这样,逆变器a点的电压Ua=MUS,b点的电压Ub=MUS,负载R上的电压UL=UaUb=MUSMUS=US(M′-M′)。根据变比的定义,逆变器的变比M==M′-M′。

    对于Boost逆变器,M′=M′==1/D,所以

    M=M′-M′==(2)

    作出与D的关系曲线如图3(b)所示。

(a)    Boost逆变器电路

(b)    M=f(D)曲线

图3    Boost双向四象限逆变器及其M=f(D)曲线

4    Boost逆变器的PWM控制法

    Boost逆变器的PWM控制法大约有5种,即SPWM控制法,滑模控制法(Sliding mode control),电压跟踪控制法,函数控制法(Function control)和离散变量控制法。它们各有特点,适合于不同用途的Boost逆变器。但应用较多的是前三种控制法。

4.1    SPWM控制法

    适合于Boost逆变器的SPWM控制法有三种形式,即二阶SPWM控制、三阶SPWM控制,三阶交互式SPWM控制。

4.1.1    二阶SPWM控制

    Boost逆变器的二阶SPWM控制电路如图4(a)所示,图4(b)为工作波形图。逆变器的左臂变换器按图3(b)中的曲线①工作,变比M′=;右臂变换器按图3(b)中的曲线②工作,变比M′=-;逆变器按图3(b)中的曲线③工作,变比M=M′-M′==。由图4(b),采样点a和b的方程为

   

   

式中:Tc为载波三角波周期;

            ζ=Uc/U为 调 制 比 ;

          0≤pTc/2;

          k=1,2,3,…N/2;

          N为 载 波 比 。

(a)原理电路

(b)工作波形图

图4    Boost逆变器的二阶SPWM控制电路

    

    脉冲宽度

    占空比

    D的值不是随意给定的,只与变比M有关。因此,D的实际应用值只能从图3(b)中的曲线③求出。根据已知的USUL值,算出变比,由M在曲线③上查出占空比D的值,逆变器的D工作区间则为(1-D)~D

    逆变器输出电压uL的傅里叶级数表示为式(3)

    ·(3)

4.1.2    三阶SPWM控制法

    Boost逆变器的三阶SPWM控制电路如图5(a)所示,图5(b)为工作波形图。为了满足左右臂变换器中两个开关的互补工作,采用了左右臂相位参差调制法。即采用两个相位相反而幅值相同的正弦调制波,与一个载波三角波进行比较,得到两个相位相反的二阶SPWM波去分别控制左右臂变换器,在电容C1C2上分别得到电压uaub,用uaub即可得到电压uL的三阶SPWM输出电压。左臂C1上电压ua由S1和S1产生,右臂C2上电压ub由S2和S2产生,左右两臂变换器工作在互补状态。当左臂的占空比为D时,右臂的占空比则为D=1-D

(a)    原理电路

(b)    工作波形图

图5    Boost逆变器的三阶SPWM控制电路

    对于左臂,开关S1和S1互补工作,调制波为u=sinω(kTcp)是正相位,采样点a和b的方程式为

   

   

    占空比        (4)

    对于右臂,开关S2和S2互补工作,调制波为-u=-sinω(kTc+p)是反相位,采样点a′和b′的方程式为

   

   

    占空比    D=    (5)

    则1-D=1-==D

    这说明左右两臂变换器的占空比满足D=1-D,两臂相互之间也工作在互补状态,即左臂变换器按图3(b)中曲线①工作;右臂变换器按图3(b)中曲线②工作;逆变器按图3(b)中曲线③工作。占空比D的值应由M来确定。当已知USUL的值时,M=UL/US,由图3(b)曲线③查出与M对应的占空比D的值。D的工作区间为(1-D)~D。由图5(b)及文献[1]可知

    ·(6)

    由式(6)和式(3)比较可知,采用三阶SPWM控制法比两阶SPWM控制法,具有更小的谐波含量。

4.1.3    三阶交互式SPWM控制

    Boost逆变器的三阶交互式SPWM控制电路如图6(a)所示,图6(b)为工作波形图。这种控制方式的特点是,逆变器的左臂工作在uL的正半周,右臂工作在uL的负半周,左右臂交互工作,即可使逆变器输出一个完整的电压uL波形。uL的傅里叶级数表示式与式(6)相同。占空比D的确定,及D工作区间(1-D)~D的确定,也与三阶SPWM控制法相同。实际上,三阶交互式SPWM控制法是三阶SPWM控制法的变形。

(a)原理电路

(b)工作波形图

图6    Boost逆变器的三阶交互式SPWM控制电路

 

4.2    滑模控制法

    滑模控制法适合于变结构系统,滑模变结构控制理论产生于上世纪50年代,现在已发展成为一种完备的控制系统设计方法。这种控制法实质上是一种用高频开关控制的状态反馈系统。滑模控制的特点是稳定性好,鲁棒性(Robustness)强,动态性能好,实现容易。

    滑模控制的原理是利用高速切换的开关控制,把受控的非线性系统的状态轨迹,引向一个预先指定的状态平均空间平面(滑模面)上,随后系统的状态轨迹就限定在这个平面上。滑模控制系统的设计有两个方面:一是寻求滑模面函数,使系统在滑模面上的运动逐渐稳定且品质优良;二是设计变结构控制,使系统可以由相空间的任一点在有限的时间内达到滑模面,并在滑模面上形成滑模控制区。

    Boost逆变器的滑模控制系统框图如图7所示,u~是逆变器的输出电压;uL为低通滤波器的输出电压(即负载电压);uL′是负载电压uL的一阶导数;ur为基准正弦电压;ur′为ur的一阶导数;u是控制变量,u为高电平时,代表u~最大,u是为低电平时,代表u~最小;K1KL分别是加权数,即反馈增益;σ为开关控制律。控制电路由开关控制律形成电路和逻辑判断与触发电路两部分组成。

    开关控制律如式(7)所示

    σ=K1(uruL)+K2(uruL)≥0    (7)

图7    Boost逆变器的滑模控制系统框图

    当σ>0时,控制量u为高电平,代表uu最大;当σ<0时,控制量u为低电平,代表uu最小。

    用滑模控制法的Boost逆变器,动态性能好,系统具有降阶性和鲁棒性。滑模控制属于目标控制法,可以预先构造闭环特性,适用于动态性能要求高的Boost逆变器。

4.3    函数控制法

    函数控制法的工作原理是:首先用开关函数表示出主电路电子开关的通断作用,得出其等效电路,并找出包含最重要控制信息的主电路动态方程式,写出开关函数与主电路变量之间的函数关系。然后在控制电路中再加入误差放大环节,并满足约束条件,从而导出开关函数与控制电路变量之间的函数关系,即得到系统的函数控制律。对于Boost逆变器有

        (8)

式中:S动态开关函数是逆变器的输入控制量;

      uaub为逆变器a点和b点的电压;

      i1i2为流过电感L1L2的电流。

    函数控制Boost逆变器框图如图8所示。图中X是逆变器的中间输出量,也是控制电路的中间输入变量。函数控制逆变器的特点是系统绝对稳定,响应速度快,无过冲与超调,能完全抑制电源电压Us及负载阻抗大,小信号扰动的影响,输出电压uL与Boost逆变器参数无关,能适应各种性质的负载,但实现比较困难。

图8    Boost逆变器的函数控制系统框图

4.4    离散控制法

    离散控制法通过选择适当的反馈变量的离散采样值,诸如输出电压uL的离散采样值uLnT);电感电流离散采样值i1(nT)和i2(nT);输出电流离散采样值iL(nT);预估控制约束条件为U(n+1)TUr=k[U(nT)Ur](式中nT表示离散时间,T为开关周期)。人为地构造出控制律,以便抑制输入及负载扰动对输出电压的影响,获得比较理想的输出特性。

    离散控制法Boost逆变器主电路的离散分析相当复杂,离散量控制律的实现也十分麻烦,预估值需按经验确定,故在应用中有一定限制。

4.5    电压跟踪控制法

    Boost逆变器采用电压跟踪的原理电路如图9所示。控制电路利用滞环比较的方式,使Boost逆变器的输出电压,快速不停地跟踪一个基准正弦波电压,即利用逆变器的左臂跟踪正半周电压,右臂跟踪负半周电压,两臂轮流跟踪就能够得到一个完整的正弦波电压。

图9    Boost逆变器采用电压跟踪控制的原理电路框图

    基准正弦波电压,是由控制电路中的基准正弦波发生器产生的,为了控制左右臂变换器轮流跟踪,还需要一个与基准正弦波电压同相位的方波电压,用此方波电压的正负半周来切换左右两臂变换器的跟踪。

    逆变器各臂的功率输出,首先是利用Boost高速开关把直流电能变换成电感能,然后再把电感能转移到滤波储能电容C1(或C2)和负载上。

    电感能向电容C1(或C2)和负载的转移如式(9)

        (9)

式中:iL为流过L1(或L2)的电流;

      UCC1(或C2)上的电压;

      P为负载消耗的功率瞬时值;

           Δt为转移周期。

    在时间Δt如果引起电感电流的变化为ΔiL,电容电压UC的变化为ΔU,则式(9)可以改写成

    LΔiL2=CΔU2PΔt

        (10)

    能量转移与跟踪过程如图10所示。图中t1t2为电感储能时间,t2t3为已跟踪到基准正弦波电压的时间,t3t4为电感惯性移能到iL=0的时间,t4t5为能量消耗与回收时间;t5t6为电感重新储能时间。t4t5期间电压下降速度决定t5t6期间电感储存的能量。假设因某种原因使输出电压在t6t7期间未跟踪上基准正弦波电压,则t7t8期间紧接电感储能,力图在t8t9期间跟踪上基准正弦波电压。在正弦波的上升沿,因滤波储能电容需要充电,故移能频率高,在正弦波下降沿因电容需要放电,故移能频率低。跟踪精度与图10中滞环宽度ΔU有关,ΔU小跟踪精度高,跟踪频率亦高,效率减小;ΔU大跟踪精度低,跟踪频率亦低,但效率高。

图10    能量转移与跟踪过程示意图

5    应用实例

    一台已被实际应用的,采用电压跟踪控制法的Boost逆变器电路如图11所示。容量为300VA,输入直流电压US=24V,输出交流电压UL=220V,频率为50Hz。开关器件S1~S4采用的是10A/400V功率MOSFET。

图11    采用电压跟踪控制的Boost逆变器电路

    在控制电路中,其准正弦波是由时基电路IC2产生的。IC2的脚2脚6产生含有UC/2直流分量的50Hz三角波,此波经390kΩ电阻与0.01μF电容的RC低通滤波后,得到含有6V直流分量的50Hz正弦波6+2sinωt,此波作为左右臂跟踪用的基准正弦波。控制左右臂输流工作的方波,采用IC2的脚2脚6三角波与UC电源电压中点,在IC4进行比较产生。用此方波控制IC1,IC3的脚4来切换左右两臂轮流工作。以右臂为例,S2控制电感能向电容和负载转换,而S2又受IC3时基电路的控制,只有当脚4输出U4>1V的高电平时才使S2具有开关功能。S2的开通受脚3的输出控制。这样,当同相位方波为低电平时,IC3不能置零复位,才允许S2工作,如果此时脚3输出高电位,则S2开通,脚3输出低电位,S2关断。

    由式(10)可知,ΔU与负载的大小有关,p↑,ΔU↓;p↓,ΔU↑。为了保证ΔU跟踪基准正弦波电压的精度,需要根据负载大小随时调节iL,使ΔU与负载无关。调节的最好办法是用临界饱和控制电路。对于功率MOSFET来说,在临界饱和状态压与iL成正比,故可以利用开关管的栅压来间接地控制iL。在图11中用2个三级管组成的间接测量保持电路,只要开关管的端电压大于饱和电压,此电路就使栅压升高,反之使栅压降低。IC3是具有延滞特性的两态开关电路,当IC3的脚2脚6电压在U5/2~U5(U5为IC3的脚5电压)变化时,脚3是施密特跃变,即栅压U2,6>U5时,S2截止,当U2,6<U5/2时,S2导通。故在跃变过程中U5/2~U5的大小就反映了所控制的iL,而U5又受控于负载的大小,这是因为在L2重新储能的时候,输出由储能电容C2独立供电给负载。检测支路中的光耦发光二极管G6通过的电流iJ的大小,就反映了负载的大小,而其感光管G′6使U5随负载的大小而变,以决定电感储能应达到的iL值。

    使电感能向电容C2和负载转移的时间大约为10μs,在转移期间如果不到10μs就使输出电压大于基准正弦波电压,则G3发光使S4预开,同时通过脚4控制使IC3重复,U5仍保持低电平以防止10μs之后U5跃为高电平,惯性使ΔU继续增长,直到iL=0之后。C2和负载上过剩的能量通过S4L2US(蓄电池)充电回收能量,输出电压图10能量转移与跟踪过程示意图下降直到低于基准正弦波电压,S2关断,D3续流,电池吸收L2的全部反向储能。如此经过10ms使右臂输出一个正弦半波,而后再切换到左臂开始另半个周期正弦波的跟踪。

    逆变器的性能增标如下:

    重量≤80g,体积和复读机一样大;

    功率300VA;

    效率>90%;

    输出电压正弦波失真度<3%;

    空载电流<20mA;

    具有过载及短路保护

    输出电压220V,可调。

6    结语

    Boost逆变器是一种可以升压的新型逆变器,传统逆变器的控制方式几乎都可以在这种逆变器中应用,但以SPWM控制方式、滑模控制方式和电压跟踪控制方式应用较多。这种逆变器可以用于UPS电源和交流异步电机的驱动,以减小体积重量,提高电源性能。

关键字:正弦波

编辑:神话 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/mndz/2011/0524/article_9089.html
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