采用变压器次级辅助绕组的软开关PWM三电平变换

2011-05-24 11:53:01来源: 互联网

摘要:提出一种新型的ZVZCSPWM三电平直流变换器,在变压器的次级侧附加一个辅助绕组,整流得到的辅助电压,为滞后管创造零电流条件,较好地解决了滞后管轻载下软开关难的问题。新的主电路拓扑减小了高压下功率器件的电压应力。分析了各时段的工作原理,并提供了设计参考和实验结果。

关键词:三电平变换器;零压开关;零流开关;移相脉宽调制

 

1    引言

    随着科技的发展,谐波污染问题越来越引起人们的关注,有源功率因数校正(APFC,Active Power Factor Correction)技术是解决谐波污染的有效手段。而三相功率因数校正变换器的前级输出直流电压一般为760~800V,有时甚至高达1000V,这就要求提高后级变换器开关管的电压定额,但是,很难选择到合适的开关管[1]。另外,高频化也是变换器发展的方向,但是随着开关频率的提高,开关损耗也成比例地增加。本文提出了一种新颖的ZVZCSPWM三电平变换器,使开关管承受的电压应力为输入直流电压的一半,并使开关损耗减小,从而较好地解决了上述两个问题,克服了文献[2]-[3]中所提出的ZVZCS三电平变换器的部分缺点,其主电路如图1所示。它采用移相控制,其中C1C2是分压电容,其容量相等,并且很大,均分输入电压Vin,即VC1=VC2=Vs=Vin/2。Lk是变压器初级漏感,D5,D6是箝位二极管,S1和S4是超前管,C3C4分别是S1和S4的并联电容,S2和S3是滞后管。Css为联接电容,分别将两只超前管和两只滞后管的开关过程连接起来。Ch是维持电容,它使初级电流复位,从而实现滞后管的ZCS,并防止初级电流ip反向流动。Lf是输出滤波电感,Cf是输出滤波电容,R为负载。

图1    主电路拓扑

2    工作原理及软开关效果

    ZVZCSPWMTL直流变换器有9个工作模式,对应的工作波形如图2所示。

图2    工作波形图

    在分析工作模式前作如下假设:

    1)所有开关管、二极管均为理想器件;

    2)所有电感、电容均为理想元件;

    3)电容Css足够大,稳态工作时,Css的电压恒定为Vin/2;

    4)输出滤波电感Lf足够大,其电流为输出电流Io,可以认为是一个恒流源;

    5)C3=C4=Cr

2.1    工作原理[4][5]

    模式1(t0t1)    t0以前S1已开通,t0时刻S2导通,此时vab=Vs=Vin/2。由于Lk的存在,ip不能突变,所以S2是零电流开通。ip逐渐增加,但还不足以提供负载电流,D7与D8依然同时导通,变压器次级绕组被钳位在零电压,变压器辅助绕组上的电压也为零。初级电流如式(1)线性增加

    ip=t    (1)

    模式2(t1t2)    在t1时刻,ip=nIo(n=N2/N1),初级开始为负载提供能量。辅助电路中的D9导通,维持电容电压vCh开始充电上升。维持电容的电压和充电电流由式(2),式(3)给出

    vCh(t)=naVs[1-cos(ωat)]    (2)

    ich(t)=-sin(ωat)    (3)

式中:Za=为谐振电路的特征阻抗

            ωa=为谐振频率;

      na=N3/N1为变压器辅助绕组与初级绕组的匝比,它小于变压器次级与初级匝比n=N2/N1的一半(忽略漏感和次级整流二极管的结电容间的寄生影响,以简化工作过程的分析)。

    模式3(t2t3)    t2时刻,LkCh完成了半个谐振周期,VCh=2naVs,电容Ch试图通过Dh放电,然而VCh<Vrec,所以Dh反偏。维持电容Ch保持电压不变,输出功率由主绕组承担。

    模式4(t3t4)    t3时刻S1关断,ipC3充电,C3上电压逐渐上升,所以S1是零电压关断。同时C4放电,此时Lk和输出滤波电感Lf相串联,Lf一般很大,ip近似不变,类似于一个恒流源,C3电压线性上升,C4电压线性下降。

    vC3(t)=    (4)

    vC4(t)=Vs    (5)

    初级电压vab=vC4,次级整流电压与初级电压下降的斜率相同。

    模式5(t4t5)    t4时刻次级整流电压下降到维持电容电压VCh,此时二极管Dh导通,整流电压随着维持电容电压变化(设ChC3C4大得多),Ch开始为负载提供部分电流。因为漏感储能仍使C3充电C4放电,初级电压几乎按与先前同样的斜率下降,这意味着次级整流电压比初级电压下降得慢。初级电压与次级反射电压之差加在漏感上,初级电流ip开始下降。折算到初级的简化等效电路如图3(a)所示,初级电流和电压以及次级电压为

    ip(t)=nIocos(ωbt)+nIo    (6)

    vab(t)=sin(ωbt)-    (7)

(a)模式5    (b)模式6    (c)模式7

图3    简化等效电路图

    Vrec(t)=-sin(ωbt)+t+2naVs    (8)

式中:ωb=

      Ceq=C3C4

    模式6(t5t6)    t5时刻,C3的电压上升到VsC4的电压下降到零,vab=0,此时D4自然导通。D4导通后,C4的电压被箝在0,因此可零电压开通S4,S4与S1驱动信号之间的死区时间应大于(t5t3)。次级电压折算到初级后都加在漏感上,初级电流迅速下降。折算到初级的简化等效电路如图3(b)所示。初级电流和次级电压为

    ip(t)=Iacos(ωct)-sin(ωct)+Ia    (9)

    vrec(t)=nIaZcsin(ωct)+Vacos(ωct)    (10)

式中:Zc=

            ωc=

      ip(t5)=Ia

      vrec(t5)=Va

    模式7(t6t7)    t6时刻初级电流完全复位,整流电压vrec(t6)=Vβ。然后整流二极管D7关断,Ch提供全部负载电流,整流电压迅速下降,简化等效电路如图3(c)所示。此模式下的整流电压按式(11)线性下降。

    vrec(t)=Vβt    (11)

    模式8(t7t8)    t7时刻Ch放电完毕,然后整流二极管D7,D8同时导通,均分负载电流。

    模式9(t8t9)    t8时刻关断S2,此时ip=0,因此S2是零电流关断,以后是S2与S3的死区时间。t9时刻开通S3,由于Lk的存在,ip不能突变,所以S3是零电流开通,电路工作进入另半个周期,其工作情况类似于前面的描述。从以上工作模式分析可以看出,这种变换器可以获得很好的ZVZCS软开关效果,并减小了占空比丢失。

2.2    ZVZCS软开关效果

2.2.1    超前管的ZVS范围

    超前管并联的电容首先利用输出滤波电感的能量充电/放电(模式4),然后通过漏感储能充电/放电(模式5),因此易于实现ZVS,但在负载很轻时,超前管的ZVS会受到限制。在模式4最后时刻的初级电压等于维持电容电压折算到初级的峰值,初级电流ip=Ion,从能量关系来看,若要实现ZVS,则漏感储能要大于或等于维持电容储能,即

    Lk(Ion)2C3C4

    Io?(12)

    式(12)决定了超前管的ZVS范围,从式中可以看出,超前管的ZVS是由变压器匝比,开关管并联电容,变压器漏感和输入电压共同决定的,当电路中的条件满足式(12)时,在任意负载条件下,超前管都可以实现ZVS。

2.2.2    滞后管的ZCS范围

    从前面的工作原理分析可知,初级电流由维持电容电压来复位。在轻负载下,维持电容不能完全放电,所以充电少,负载越轻,维护电容峰值电压越低。然而复位电流也随负载电流的减小而减小,滞后管的ZCS也能通过很低的维持电容电压获得,因此,滞后管的ZCS变化范围足够宽。

3    实验结果

    一个2.7kW的变换器验证了这些特性。输入为三相50Hz/380V,输出为直流27V/100A,变换器工作频率为20kHz。超微晶ONL-805020,N1=30,N2=5,N3=2,Lk=5μH,Ch=20μF,功率模块为2MBI50L-120X2。图4-图9为试验得到的波形。实验表明,该变换器可以在较轻负载下实现了软开关。

图4    S1集 电 极 电 压 与 驱 动 波 形

Vin=600 V    10μs/div

图5    S1与S2集 电 极 电 压 波 形

Vin=600 V    10μs/div

图6    变压器初级电流波形

10μs/div    10A/div

图7    S1零压开通波形1:vcel(50V/div)

2:icl(10A/div)    1μs/div

图8    S1零压关断波形1:vcel(50V/div)

2:icl(10A/div)    1μs/div

图9    S2零流关断波形1:vce2(50V/div)

2:ic2(10A/div)    1μs/div

4    结语

    本文提出了一种ZVZCSPWM三电平变换器,分析了它的工作原理及设计应考虑的因素。并进行了电路实验。开关管承受的电压应力为输入直流电压的一半,因此,该变换器适用于输入电压

    较高的场合。采用变压器辅助线圈和简单的辅助电路获得ZVZCS,大大地降低了开关损耗使变换器可以工作在较高的开关频率。这种变换器优点明显,如可以在较宽的负载范围内实现软开关,占空比损失小,成本低等。

关键字:变压器

编辑:神话 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/mndz/2011/0524/article_9085.html
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