单级功率因数校正(PFC)变换器的设计

2011-05-24 11:46:00来源: 互联网

摘要:介绍了一种单级功率因数校正(PFC)变换器,重点讨论了变换器的主要设计

关键词:变换器;单级功率因数校正;设计

 

1    引言

    为了减少对交流电网的谐波污染,国际上推出了一些限制电流谐波的标准,如IEC1000-3-2,它要求开关电源必须采取措施降低电流谐波含量。

    为了使输入电流谐波满足要求,必须加入功率因数校正(PFC)。目前应用得最广泛的是PFC级+DC/DC级的两级方案,它们有各自的开关器件和控制电路。这种方案能够获得很好的性能,但它的缺点是电路复杂,成本高。

    在单级功率因数校正变换器[1]中,PFC级和DC/DC级共用一个开关管和一套控制电路,在获得稳定输出的同时实现功率因数校正。这种方案具有电路简单、成本低的优点,适用于小功率场合。本文介绍了一种单级PFC变换器的基本原理及其设计过程。

2    单级PFC变换器

    单级PFC变换器的原理图如图1所示,是一种基于脉宽调制(PWM)的变换器。变换器的PFC级采用Boost电感电路,而DC/DC级采用双管单端正激电路结构。

图1    单 级 功 率 因 数 校 正 变 换 器 的 原 理 图

    PWM集成芯片采用了UC3842,是一种电流型控制的专用芯片,具有电压调整率高、外围元器件少、工作频率高、启动电流小的特点。其输出驱动信号通过隔直电容,连接在驱动变压器原边。驱动变压器采用副边双绕组结构,得到两路同相隔离的驱动信号,从而实现了DC/DC级的双管驱动。

    变换器的过流保护由电阻R9检测到开关管的过流信号,封锁UC3842的输出信号,实现过流保护。电压负反馈控制由电阻R12R13获得输出电压信号。

    变换器的工作原理简述如下:当变换器接通电源时,输入交流电压整流后的直流电压经电阻R17降压后,给UC3842提供启动电压。进入正常工作后,二次绕组N3提供UC3842的工作电压(12V);绕组N2的高频电压经整流滤波,由TL431获得偏差信号,经光耦隔离后反馈到UC3842,去控制开关管的导通与截止,实现稳压的目的。在一个开关周期Ts内,控制Boost电感工作在不连续导电模式(DCM)下,使得输入电流波形自然跟随输入电压波形,从而实现了功率因数校正。

3    变换器的设计

3.1    EMI滤波器的设计

    EMI滤波器能有效地抑制电网噪声,提高电子仪器、计算机和测控系统的抗干扰能力及可靠性[2]。单级PFC变换器的PFC级工作在不连续导电模式下,其输入电流波形为脉动三角波,因此其前端需添加EMI滤波器以滤除高频纹波。

    EMI滤波器电路如图1所示,包括共模扼流圈(亦称共模电感)和滤波电容。共模电感主要用来滤除共模干扰,其电感量与EMI滤波器的额定电流有关。本文中的单级PFC变换器的额定电流为1A,取共模电感值为15mH。滤波电容C11C13主要滤除串模干扰,容量大致为0.01μF~0.47μF。C14C15跨接在输入端,并将电容器的中点接地,能有效抑制共模干扰,容量范围是2200pF~0.1μF。

3.2    功率器件的选取

    变换器的开关器件一般均选用功率场效应管(MOSFET),依据输入最高电压时输出最大电流的要求来确定其电压与电流等级,并预留有1.5~2倍的电压和2~3倍的电流裕量。在单管变换器中,开关器件的电压UCEO通常可按经验公式选取

    UCEO=Udmax/(1-D)    (1)

式中:Udmax为漏源极的最大电压;

      D为占空比。

    开关器件的电流按高频变压器一次绕组的最大电流来确定。本文中,由于采用双管电路结构,每个开关管所承受的电压为UCEO的一半,故选用耐压500V、电流8A的IRF840。

    变换器中PFC级的二极管选用了超快速恢复二极管,而DC/DC级整流输出端选用肖特基整流二极管,以减小二极管的压降。

3.3    变换器电感的设计

    在单级PFC变换器中,为了实现功率因数校正,通常控制PFC级的Boost电感工作在不连续导电模式;而为了提高变换器的效率,DC/DC级一般采用连续导电模式,在一个开关周期内,通过L1L2的电流如图2所示。

图 2    开 关 周 期 内 通 过L1L2的 电 流

    为了使Boost电感工作于DCM,则有

    <    (2)

    f(D)≈{exp1.96/〔1/(1-D)3/2-1〕-1}/1.6(3)

式中:RL为变换器的负载电阻;

      L1为Boost电感值;

      Ts为变换器的开关周期;

      D为占空比;

      η为变换器的效率;

      UC1为中间储能电容上的电压;

      Uo为输出电压。

    为了使得DC/DC级工作在连续导电模式下,则有

    >(1-D)    (4)

式中:L2为DC/DC级的储能电感值。

    在本文中,要求Ts=8.33μs,D=0.2,Uo=16V,RL=2.133Ω,UC1=380V。故选取L1=100μH,L2=20μH。

    功率因数校正的实验结果如图3所示。图中,第一条波形是交流输入电压经整流桥后的电压波形,第二条波形是流经Boost电感L1的电流波形,近似于正弦波。实验得到的功率因数为0.97。

 

图3    输入电压Vin与电流iL1

3.4    高频变压器的设计

    高频变压器是变换器的核心元件,它的性能好坏不仅影响其本身的发热和效率,而且还会影响到变换器的技术性能和可靠性。

    1)磁芯的选用

    本文的负载设计为Uo=16V,Io=7.5A,由高频变压器的二次绕组N2绕组提供。而绕组N3提供UC3842的工作电源,其输出功率很小,可忽略。由设定条件可知,高频变压器的输出功率为

    P2=16×7.5=120W

    根据文献[3]给出的输出功率与磁芯尺寸的关系,选用了PQ32-30磁芯,其有效截面积为167mm2

    2)绕组匝数的确定

    变压器初级绕组电压幅值UP1

    UP1=UC1-ΔU1UC1=380V    (5)

式中:UC1是变压器输入直流电压(等于中间储能电容上的电压);

          ΔU1是变压器初级绕组的电阻压降与开关管的导通压降之和,在实际计算中可以忽略。

    变压器二次绕组N2的电压幅值UP2

    UP2==83.5V(6)

式中:ΔU2是变压器二次绕组的电阻压降与整流管的压降之和。

        初级绕组匝数N1

    N1=    (7)

式中:f是开关频率(120kHz);

           ΔBm是磁通增量,此处取ΔBm=0.15T。

    N1=×104=25.3匝    (8)

    实际取N1为26匝。

    二次绕组N2匝数为

    N2=N1=×26=5.7≈6匝    (9)

    二次绕组N3提供UC3842的12V工作电压,其匝数由下式得到

    N3=N1=≈4匝(10)

式中:UP3为二次绕组N3的电压幅值。

4    结语

    应用脉宽调制集成控制芯片UC3842构成的单级PFC变换器,具有电路结构简单、成本低等优点。不仅获得稳定的输出,而且实现了功率因数校正。

关键字:校正  设计

编辑:神话 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/mndz/2011/0524/article_9082.html
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