PFC与PWM控制器复合芯片ML4824及其应用研究

2011-05-23 17:26:00来源: 互联网

摘要:传统的两级APFC采用两套控制电路和至少两个功率开关管,增加了电路复杂程度及成本。随着PFC/PWM两级复合控制芯片的产生,两级APFC的这一缺陷可以得到大大改善。基于对PFC/PWM两级控制复合芯片ML4824功能的简介,对两级APFC技术进行了研究,并通过带PFC的蓄电池充电器的研制,证实了该复合控制的可行性和实用性。关键词:功率因数校正;脉宽调制控制器;双管正激变换器


1引言

20世纪90年代以来,随着各国对用电设备输入电流谐波含量的限制,以及各种限制输入电流谐波的标准的建立,使有源PFC技术取得了长足的进展。有源PFC技术由于变换器工作在高频开关状态,而具有体积小、重量轻、效率较高和功率因数高等优点。从电路结构上划分,有源PFC可分为两级PFC电路和单级PFC电路。单级PFC是近几年研究的热点,主要应用于低功率电路中。两级PFC技术适合于各种功率应用范围,具有THD低、PF高、PFC级输出电压恒定、保持时间长、输入电压范围宽等众多优点。但两级PFC方案因为具有至少两个开关管和两套控制电路,从而增加了成本和复杂度。随着近年来出现的PFC/PWM两级控制复合芯片的产生,两级PFC的这一缺陷可望得到较大改善。基于两级复合芯片ML4824,本文对两级PFC技术进行了研究,并通过对带PFC的蓄电池充电器的研制,证实了该复合芯片的实用性和可行性。

2ML4824的内部结构及基本特征

ML4824内部结构框图如图1所示。ML4824由平均电流控制的Boost型PFC前级和一个PWM后级组成,PWM级可以用作电流型或电压型。ML4824分为ML4824?1和ML4824?2两种型号。ML4824?2在图1中间部分多了一个“×2”的环节,表示ML4824?2中PWM级的频率为PFC级的2倍,这样可以使得PWM级的磁芯元件体积和重量更小。

3功能概述

ML4824各管脚功能如表1所列。与其它PFC芯片相比,除了具有功率因数校正功能外,ML4824还有很多保护功能,如软启动、过压保护、峰值电流限制、欠压锁定、占空比限制等。

ML4824的优点体现在以下3个方面:


PFC与PWM控制器复合芯片ML4824及其应用研究


图1ML4824内部结构框图


图2Boost?Buck两级电路


1)它是一种PFC/PWM复合芯片,只需要一个时钟信号,一套控制电路,就能控制两级电路,简化了设计。

2)PFC和PWM级分别采用了上升沿和下降沿的控制方式,减小了PFC输出电容和PFC输出电压的纹波。

传统的PWM变换器一般采用下降沿触发或上升沿触发的控制方式。在PFC/PWM两级控制中,ML4824对触发方式进行了精心设计,前后级分别采用上升沿触发和下降沿触发方式。

表1ML4824管脚排列管脚序号符号功能
1IEAOPFC级电流误差放大器输出
2IACPFC级输入电压波形采样
3ISENSEPFC级输入电流采样
4VRMSPFC级输入电压幅值采样
5SSPWM软启动
6VDCPWM输出电压误差信号
7RMP1频率设定
8RMP2PWM电流采样
9DCILIMITPWM级限流脚
10GND接地脚
11PWMOUTPWM驱动信号输出
12PFCOUTPFC驱动信号输出
13VCC电源
14VREF7?5V电压基准
15VFBPFC级输出电压采样
16VEAOPFC级电流误差放大器输出
图2所示为Boost+Buck两级电路,两级电路都工作在CCM状态。当两级均采用下降沿模式的控制方式时,前级电路输出电压纹波可以表示为[1]VRipple=I2MAX×ESR+(1)其中,I2MAX=(2)

当两级电路分别采用上升沿触发和下降沿触发方式,也即前后级功率管互补开关时,前级输出电压纹波为:

VRipple=(I2MAX-I3)×ESR+(3)

从式(1)和式(3)可见,两级电路分别采用上升沿触发和下降沿触发方式,将使前级输出电压纹波大大减小。这表明:在纹波相同情况下,该方式所需的输出滤波电容,其容值可以大大降低,而且电容的发热问题也得以改善,在成本、效率和体积上都有优势。

3)补偿网络的独特设计实现了前后级的解耦,显著地提高了PFC的误差放大器的带宽。

对于前级PFC电路而言,后级PWM级电路为恒功率负载特性,随着输入电压升高,对应输入电流下降,也即其输入电阻为负阻特性。为了不影响系统的稳定性,必须采用合适的补偿网络来实现前后级的解耦,图3所示给出补偿网络电路示意图。

与一般的补偿网络不同,该补偿网络中,电流环补偿网络的一端连接到芯片的基准电压,当基准电压从零逐渐增大的时候,在IEAO(脚1)上产生一个压差,从而防止PFC电路瞬间以最大占空比工作,起到PFC软启动的作用。电压环补偿网络的一端直接接地。ML4824的电压误差放大器有一个非线性的特性,当系统处于稳定的状态,误差放大器的跨导保持一个


图3PFC级工作原理示意图


图5前级PFC主电路


图6后级PWM主电路


很小的值,当母线电压上有很大干扰,或负载变化时,误差放大器的输入端VFB将偏离2.5V,使得误差放大器的跨导显著提高,如图4所示。这一特性大大提高了电压环的带宽,提高电压环的响应速度。

4带PFC的蓄电池充电器研制

针对密封铅酸蓄电池的充电装置,基于复合控制芯片ML4824,设计完成了带PFC的充电器原理样机。具体设计指标如下:

采用限流定压方式充电;

功率因数PF>0.99;

输入电压范围AC176~264V;

输出功率Pout=1000W;

输出浮充电压Vout=48V;

最大充电电流Imax=20A。

根据以上要求,我们确定两级电路方案:前级为采用Boost拓扑的PFC电路,实现功率因数校正的同时把输入电压提升到DC380V(图5);后级为应用双管正激拓扑的PWM电路,把DC380V母线电压降到DC48VC,实现限流定压方式充电(图6)。

4.1PFC级电路设计

4.1.1功率级主要参数

1)储能电感电感电流纹波以峰值电流的20%计,得出电感值L=0?53mH。选用上海钢研所的铁硅铝磁粉芯SA?60环形磁芯,用65匝Φ0.5漆包线绕制而成。

2)输出滤波电容由于采用了特殊的上升沿/下降沿触发方式,有利于PFC级电路输出电压纹波的减小,本文电路最后取为220μF的电容,即可获得较小的输出电压纹波(0.3V左右)。

4.1.2控制电路设计

PFC级控制电路如图7所示。

母线上的馒头波信号经R2、R3、R4、C6、C7构成的二阶滤波网络后作为输入电压前馈信号VRMS(脚4),同时母线上的馒头波信号经电阻R5成为输入电压波形采样信号IAC(脚2)。输出电压经R9、R17分压送到ML4824的电压误差放大器的输入端VFB(脚15),与基准比较后成为电压误差信号VEAO(脚16)。VRMS、IAC、VEAO构成ML4824内部乘法器的三个输入端。R1为输入电流采样电阻,采样的电流信号送到ISENSE(脚3)。R8、C11、C12和R18、C16、C17分别构成电流误差放大器和电压误差放大器的补偿网络。R10和C10为ML4824斜坡信号发生网络,电路的开关频率由这两个参数决定。

1)开关频率的确定

开关频率与R10、C10的关系为R10=-961C10(4)

取R10=43kΩ,C10=470pF,fsw=100kHz


图4电压误差放大器的跨导-VFB曲线


图7PFC级控制电路

PFC与PWM控制器复合芯片ML4824及其应用研究


2)输出电压采样

电压误差放大器的基准为2.5V,有=-1=-1=151

取R17=2.2kΩ,考虑到每个电阻上的电压不宜超过200V,R9取为150kΩ和180kΩ两个电阻的串联,即R9=330kΩ。

3)输入电压前馈

ML4824要求当输入电压最低时VRMS(脚4)电压为1.2V,而且这个电压必须经过很好的滤波,才能准确地反映输入电压的变化。

R2取2个510kΩ串联,即R2=1.02MΩ,R3、R4分别取为R3=200kΩ,R4=10kΩ。

二阶滤波电容可以由下式给出[2]:C6=(5)C7=(6)

式中:RTOT=R2+R3+R4。

C6、C7分别取为63nF、1μF。

4)输入电压波形采样

乘法器的输出为[3]

IGAINMOD=k×(VEAO-1.5)×IAC(7)

k为乘法器增益,当VRMS脚输入1.2V电压时,也即输入电压最低时,k取最大值0.328。为了避免乘法器饱和,乘法器的输出要限制在200μA以内,因此R5要满足R5?==2.16MΩ(8)

R5取2个1.2MΩ电阻串联,即R5=2.4MΩ。

5)输入电流采样

输入电流采样电阻应满足[3]R1≤(9)式中:kM=k=0.328×1762=10160;

RMVLO为乘法器输出截止电阻(3.5kΩ)。由此:R1≤=0.078Ω

R1取两个0.1Ω/10W的功率电阻并联,即50mΩ/20W。

6)电压环、电流环补偿网络

电压环和电流环补偿网络的参数通过频域仿真来优化选取,使系统的开环增益和相角裕度在合理的范围内。电压环补偿网络参数选为R18取200kΩ,C16取270nF,C17取27nF。

电流环补偿网络参数选为R8取33kΩ,C12取为289pF,C12取为2.89nF。

4.2PWM级电路设计

4.2.1功率级主要参数

1)变压器设计磁芯选用EE55B,原副边匝比为27/8,导线选用宽铜皮,原边选用0.05mm厚铜皮,副边选用0.25mm厚铜皮,宽度均为30mm。

2)输出滤波电感L2=26.4μH。选取EE55B磁芯,12匝,气隙为0.2125mm。

3)输出滤波电容由于铝电解电容的频率特性较差,实际电路中采用3个470μF的电容并联。

4.2.2控制电路设计

1)电压环补偿网络同PFC级电路一样,补偿网络的参数由频域仿真综合考虑。

2)软启动选择C8=1μF。

充电器中仍包括驱动电路设计、辅助电源设计等,由于篇幅关系,这里不一一详述了。

5实验结果与分析

5.1PFC级电路

1)输入电压与输入电流波形

图8为输入电压和输入电流波形。


图8(a)为未经功率因数校正,输入电流畸变严重;图8(b)为经功率因数校正后的波形,输入电流很好地跟踪了输入电压的波形,功率因数得到了大大的提高。实测功率因数可达0.999。

2)开关管的vGS与vDS波形


图9所示为捕捉到的两个PFC级电路开关管vGS与vDS波形。开关管上电压尖峰很小,开关管工作状态良好。

3)PFC级电路输出电压


图10为PFC级电路输出电压波形。由于采用特殊的上升沿/下降沿触发方式,输出电压纹波很小。

5.2PWM级电路


图11为PWM级电路满载时几个主要的实验波形,从图中可以看出,实验波形和理论分析是一致的。

6结语

两级PFC/PWM复合芯片ML4824,把PFC和

PWM控制复合在同一个芯片上,简化了电路设计,降低了成本。由于前后级分别采用上升沿/下降沿触发方式,在输出滤波电容很小的情况下就可得到很小的电压纹波。电压误差放大器补偿网络的独特设计实现了前后级的解耦,显著地提高了PFC的误差放大器的带宽。基于该芯片研制的带PFC的定压限流方式充电器验证了该芯片的可行性和优点。

参考文献

[1]RidleyRB.Averagesmall?signalanalysisoftheboostpower

factorcorrectioncircuit[C].Proc.ofVPECSeminar,1989:108~120.

[2]MicroLinear.PowerFactorCorrectionandPWMController

Combo[M].

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[5]刘闯.功率变换器的功率因数校正(PFC)技术研究[D].

南京航空航天大学硕士研究生学位论文,1997.

[6]许化民.单级功率因数校正技术[D].南京航空航天大

学博士研究生学位论文,2000.

[7]陈慕平.一种新的电池均匀充电技术[C].中国国际电

源新技术研讨会论文集,1999.

关键字:控制器  复合  芯片  应用研究

编辑:神话 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/mndz/2011/0523/article_9027.html
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