高频开关电源中隔离降压式DC/DC变换器的制作方法

2011-05-23 17:25:08来源: 互联网
1引言

电力电子技术中,高频开关电源的设计主要分为两部分,一是电路部分的设计,二是磁路部分的设计。相对电路部分的设计而言,磁路部分的设计要复杂得多。磁路部分的设计,不但要求设计者拥有全面的理论知识,而且要有丰富的实践经验。在磁路部分设计完毕后,还必须放到实际电路中验证其性能。由此可见,在高频开关电源的设计中,真正难以把握的是磁路部分的设计。高频开关电源的磁性元件主要包括变压器、电感器。为此,本文将对高频开关电源变压器的设计,特别是正激变换器中变压器的设计,给出详细的分析,并设计出一个用于输入48V(36~72V),输出2.2V、20A的正激变换器的高频开关电源变压器。

2正激变换器中变压器的制作方法

正激变换器是最简单的隔离降压式DC/DC变换器,其输出端的LC滤波器非常适合输出大电流,可以有效抑制输出电压纹波。所以,在所有的隔离DC/DC变换器中,正激变换器成为低电压大电流功率变换器的首选拓扑结构。但是,正激变换器必须进行磁复位,以确保励磁磁通在每一个开关周期开始时处于初始值。正激变换器的复位方式很多,包括第三绕组复位、RCD复位[1,2]、有源箝位复位[3]、LCD无损复位[4,5]以及谐振复位[6]等,其中最常见的磁复位方式是第三绕组复位。本文设计的高频开关电源变压器采用第三绕组复位,拓扑结构如图1所示。

开关电源变压器是高频开关电源的核心元件,其作用有三:磁能转换、电压变换和绝缘隔离。在开关管的作用下,将直流电转变成方波施加于开关电源变压器上,经开关电源变压器的电磁转换,输出所需要的电压,将输入功率传递到负载。开关变压器的性能好坏,不仅影响变压器本身的发热和效率,而且还会影响到高频开关电源的技术性能和可靠性。所以在设计和制作时,对磁芯材料的选择,磁芯与线圈的结构,绕


图1 第三绕组复位正激变换器


正激变换器中变压器的制作


制工艺等都要有周密考虑。开关电源变压器工作于高频状态,分布参数的影响不能忽略,这些分布参数有漏感、分布电容和电流在导线中流动的趋肤效应。一般根据高频开关电源电路设计的要求提出漏感和分布电容限定值,在变压器的线圈结构设计中实现,而趋肤效应影响则作为选择导线规格的条件之一。 2.1变压器设计的基本原则

在给定的设计条件下磁感应强度B和电流密度J是进行变压器设计时必须计算的参数。当电路主拓扑结构、工作频率、磁芯尺寸给出后,变压器的功率P与B和J的乘积成正比,即P∝B·J。

当变压器尺寸一定时,B和J选得高一些,则某一给定的磁芯可以输出更大的功率;反之,为了得到某一给定的输出功率,B和J选得高一些,变压器的尺寸就可以小一些,因而可减小体积,减轻重量。但是,B和J的提高受到电性能各项技术要求的制约。例如,若B过大,激磁电流过大,造成波形畸变严重,会影响电路安全工作并导致输出纹波增加。若J很大,铜损增大,温升将会超过规定值。因此,在确定磁感应强度和电流密度时,应把对电性能要求和经济设计结合起来考虑。

2.2各绕组匝数的计算方法

正激变换器中的变压器的磁芯是单向激磁,要求磁芯有大的脉冲磁感应增量。变压器初级工作时,次级也同时工作。

1)计算次级绕组峰值电流IP2

变压器次级绕组的峰值电流IP2等于高频开关电源的直流输出电流Io,即

IP2=Io(1)

2)计算次级电流有效值I2I2=·Ip2(2)

式中:D是正激变换器最大占空比。

3)计算初级绕组电压幅值Up1

Up1=Uin-ΔU1(3)

式中:Uin是变压器输入直流电压(V);

ΔU1是变压器初级绕组电阻压降和开关管导通压降之和(V)。

4)计算次级绕组电压幅值Up2Up2=(4)

式中:Uo是变压器次级负载直流电压(V);

ΔU2是变压器次级绕组电阻压降和整流管压降之和(V)。

5)计算初级电流有效值I1

忽略励磁电流等影响因素,初级电流有效值I1按单向脉冲方波的波形来计算:I1=·I2(5)

6)计算去磁绕组电流有效值IH

去磁绕组电流约与磁化电流相同,约为初级电流有效值的5%~10%,即

IH≈(0.05~0.1)·I1(6)

7)计算变压器输入功率P1与输出功率P2

P1=Up1·I1(7)P2=∑(Up2·Ip2·)(8)

8)确定磁芯尺寸[7]

首先确定铜耗因子Z,Z的表达式为Z=1.96×(9)

式中:τ是环境温度(℃);

Δτ是变压器温升(℃)。

然后计算脉冲磁感应增量ΔBm,

ΔBm=KB·Bm(10)

式中:KB是磁感应强度系数;

Bm是磁芯材料最大工作磁感应强度(T)。

对于R2K铁氧体磁芯,最大工作磁感应强度是0.3T。磁感应强度系数KB可以从图2所示的磁感应强度系数曲线图得出,它取决于输出功率P2(W),工作频率f(kHz)和变压器平均温升Δτ(℃)。

变压器所需磁芯结构常数Y由下式确定Y=(11)

式中:Y是变压器所需磁芯结构常数(cm5);

q是单位散热表面功耗(W/cm2),q可以从温升和q值关系曲线中得出,如果环境温度为25℃,变压器温升为50℃,对应的q值为0.06。


图2磁感应强度系数


计算出Y之后,选择磁芯结构常数Yc≥Y的磁芯,然后从磁芯生产厂商提供的资料中查出变压器散热表面积St(cm2),等效截面积Ae(cm2)等磁芯参数,或者自行设计满足结构常数的磁芯。

9)计算初级绕组匝数(N1)[7]N1=·104(12)

10)计算次级绕组匝数NiNi=N1(i=2,3,4…)(13)

式中:Upi是次级各绕组输出电压幅值(V)。

11)计算去磁绕组匝数

对于采用第三绕组复位的正激变换器,复位绕组的匝数越多,最大占空比越小,开关管的电压应力越低,但是最大占空比越小,变压器的利用率越低。故需综合考虑最大占空比和开关管的电压应力,一般选择去磁绕组匝数(NH)和初级绕组匝数相同,即

NH=N1(14)

需要注意的是,应该确保初级绕组和去磁绕组紧密耦合。

2.3确定导线规格

1)计算变压器铜耗Pm

根据变压器平均温升确定变压器总损耗,减去磁芯损耗即得出铜耗,再根据铜耗来计算电流密度。计算铜耗应该在磁芯规格确定之后进行。

Pm=q·St-Pb·Gc(W)(15)

式中:St是变压器表面积(cm2);

Pb是在工作磁感应强度和频率下单位质量的磁芯损耗(W/kg);

Gc是磁芯质量(kg)。

在实际计算中,铜耗可以按总损耗的一半处理。

2)计算铜线质量Gm

Gm=8.9·lm·SW·Km(kg)(16)

式中:lm是线圈平均匝长(cm);

SW是磁芯窗口面积(cm2);

Km是铜线窗口占空系数,定义为绕组净可绕线空间与导线截面积之比。

计算铜线占空系数时应根据不同情况选取适当值,一般选取范围在0.25~0.4之间,采用多股并绕时应选取较小值。

3)计算电流密度JJ=(A/mm2)(17)

4)计算导线截面积Smi和线径diSmi=(mm2)(18)di=1.13·(mm)(19)

式中:Ii是各绕组电流有效值(A)。

计算所需导线直径时,应考虑趋肤效应的影响。当导线直径大于2倍趋肤深度时,应尽可能采用多股导线并绕。采用n股导线并绕时,每股导线的直径din按下式计算。din=(mm)(20)

铜线的趋肤深度Δ有以下经验公式Δ=(mm)(21)

如果采用多股导线并绕,导线的股数太多,可以采用铜箔。在使用铜箔时,铜箔的厚度应该小于两倍的趋肤深度,铜箔的截面积必须大于该绕组导线所需的截面积。

在计算完毕后,校验窗口尺寸,计算分布参数,校验损耗和温升等。

3应用实例

设计一个用于输入为48V(36~72V),输出为2.2V、20A的正激变换器的高频开关电源变压器,工作频率是200kHz,最大占空比为0.45,采用第三绕组复位,铜线的趋肤深度为Δ=0.148mm。按照上述设计方法,设计的高频开关电源变压器如下:

磁芯规格EFD20,磁芯材料为3F3,Ae=31.0mm2,Philips;

初级绕组16匝,采用型号为AWG31的铜线,6股并绕;

复位绕组16匝,采用型号为AWG33的铜线;

次级绕组2匝,采用厚度t=0.1mm,宽度b=14mm的铜箔,两层并绕,即截面积S=2.8mm2。

在最终确定导线规格时,均保留了一定的裕度。为使各绕组耦合良好,采用交错绕线技术,如图3所示[8],其中P1和P2为变压器初级绕组,并联;S1和S2为变压器次级绕组,并联;R为变压器复位绕组。那么,初级绕组采用AWG31的铜线,两层;次级绕组采用采用厚度t=0.1mm,宽度b=14mm,即S=1.4mm2的铜箔,两层。

设计出的变压器的初级励磁电感值实测为Lm=320.40μH,次级电感值实测为Ls=5.18μH,初级漏

正激变换器中变压器的设计


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图3交错变压器结构

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感电感值实测约为0.18μH。该变压器在正激变换器中的工作特性很好。

4结语

本文详细阐述了正激变换器中变压器的设计方法,并结合具体设计任务,设计出一个用于48V(36~72V)输入,2.2V、20A输出的高频开关电源变压器。设计出的变压器在实际电路中表现出良好的电气特性。

关键字:制作  方法

编辑:神话 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/mndz/2011/0523/article_9025.html
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