基于Flyboost模块的新型单级功率因数校正变换器

2011-05-21 22:59:17来源: 互联网

摘要:提出了一种新型功率因数校正模块(flyboost模块),它具有两种工作状态(反激变换器状态和Boost电感状态)。基于这种PFC模块,得到了一种新型的单级PFC变换器,实验证明这种变换器不仅可以得到很高的功率因数,而且可以显著提高变换器的效率并自动限制中间储能电容上的电压。

关键词:单级功率因数校正;Flyboost模块;效率

 

  1引言

近年来,提出了很多单级功率因数校正(PFC)变换器[1-2]。然而,这些变换器存在着不少缺点,如低效率,不适用于大功率应用,储能电容电压变化大等。这些缺点都限制了单级PFC变换器的应用。

一般的单级PFC变换器都是由Boost电感和DC/DC变换器组成,通过控制Boost电感工作在不连续导电模式,可以使得输入电流自动跟随输入电压,从而实现功率因数校正。

然而,无论是两级PFC变换器还是通常的Boost电感型单级PFC变换器,输入功率都是先经过中间储能电容然后再经过DC/DC变换器输出,这样,从输入到输出,功率经过两级变换。

本文提出了直接功率变换的概念,基于这种概念,提出了一种新型的单级功率因数校正AC/DC变换器。实验证明,这种新型的变换器不仅具有很高的功率因数,而且能够显著提高变换器的效率并自动限制中间储能电容上的电压。

(a)典型变换器功率流向(b)带直接功率变换模块的变换器功率流向

图1变换器的功率流向图

2直接功率变换的概念

在如图1(a)所示的典型功率因数校正AC/DC变换器中,包含了两个功率模块,即PFC模块和DC/DC模块。首先,脉动的输入交流功率经过PFC模块输入到储能电容上,然后经过DC/DC变换器,得到稳定的直流输出。如果PFC模块和DC/DC变换器模块的效率分别是η1和η2,那么,AC/DC变换器的总效率η为η=η1·η2(1)

实际上,希望得到稳定的直流输出并不需要经过两次功率变换。我们可以让一部分交流功率只经过一次功率变换就到达直流输出端;而其余部分输入功率则经过两次功率变换。这样,既可以得到高效率,又可以获得稳定的直流输出[3,5],如图1(b)所示。

如果m表示能量的直接变换部分,那么(1-m)则是间接变换的能量,则

Po=Pinη1m+Pinη1η2(1-m)(2)

η=η1m+η1η2(1-m)=η1η2+mη1(1-η2)(3)

所以,具有直接功率转换的变换器的效率比原来提高了mη1(1-η2)。

3直接功率变换及功率因数校正模块

设工频交流经过全波整流后加在反激变换器上的电压为Vin,输入电流为i1,变压器的变比为n:1,输出电压为Vo,输出电流为io,Re表示等效输入无损电阻。

在一定占空比下,当反激变换器(flyback)工作在不连续导电模式(DCM)下,输入电流i1为三角波,其平均值近似为正弦波。另外,对输入而言,反激变换器可等效为一个受占空比D控制的无损电阻[4],等效电路如图2所示。

3?1等效输入电阻Re

在一个开关周期Ts内,Vin近似不变,反激变换器原副边电流为i1,io呈三角波。

[0-DTs]期间i1以斜率Vin/n2L线形增大(L为变压器副边的电感值)。

[DTs-(D+D2)Ts]期间副边电流io以斜率-Vo/L减小,D2Ts为输出整流管导通时间。

显然原边峰值电流ip为ip=(4)

输入平均电流i1(avg)为i1(avg)=i1dt=··DTs=ipD==(5)从而得到Re=(6)

3.2平均输出电流和输出功率

副边峰值电流为ip′,则平均输出电流i0(avg)为i0(avg)=i0dt==(7)

根据伏?秒积平衡VinDTs=nVoD2Ts得

D2=VinD/nVo(8)

将式(8)代入式(7)中,得到

i0(avg)=DVinip′/2nVo

=D2Vin2Ts/2n2LVo=Vin2/VoRe(9)

所以,输出平均功率为

Po=Vo·io(avg)=Vin2/Re=Pin(10)

上述分析说明:

1)输出功率=输入功率,没有功率损耗,实现直接功率传递的概念;

2)在式(5)中,Vin=|Vpeak·sinωt|,可知输入平均电流满足正弦规律,实现功率因数校正。

尽管工作在DCM的反激变压器具有以上优点,但是,它同时也存在不少缺点,例如,由式(9)可知,输出电流中含有很大的二倍工频的纹波。

4基于Flyboost模块的单级功率因数校正

AC/DC变换器

在反激变压器的基础上,本文提出了一种新型的单级PFC变换器,即基于Flyboost模块的单级PFC变换器,如图3所示。

当工作在不连续导电模式(DCM)下,Flyboost模块的工作状态可以概括为两种状态,即反激变压器状态和Boost电感状态,两个工作状态的工作波形如图4所示。

1)反激变压器状态当|Vin(t)|<(Vc1-nVo)(式中Vin(t)表示交流输入电压瞬时值,Vc1表示中间储能电容电压,n表示T1的变比)。T1可以看作一般的反激变压器。在一个开关周期内,当S1开通时,T1经D5充电,储存能量;当S1关断时,由于|Vin(t)|<(Vc1-nVc),D6不能导通,储存在T1中的能量全部传递到输出端。

图2工作于DCM模式的反激变压器

图3带Flyboost模块的单级PFC变换器

图4Flyboost模块两种工作状态示意图

(a)两种工作状态

(b)反激变压器状态(c)Boost电感状态

在这种状态时,经过整流桥后的输入电iin流是一个直角三角波,如图4所示。平均输入电流可表示为Iin(avg)=·D2·Ts(11)

式中:L1为T1初级绕组的电感值。

2)Boost电感状态当|Vin(t)|>(Vc1-nVo)时,T1相当于一个Boost电感。在一个开关周期内,当S1开通时,L1经D5充电储能;当S1关断时,由于|Vin(t)|>(Vc1-nVo),D6导通,储存在L1上的能量向C1放电,其工作方式与一般的Boost电感型单级PFC变换器一样。

在这种状态时,平均输入电流可表示为Iin(avg)=(12)

由式(11)(12)可知,无论Flyboost模块处于反激变压器状态或者Boost电感状态,变换器都能实现功率因数校正。

另外,这种新型的单级PFC变换器还具有一般单级PFC变换器所没有的优点:

1)高效率因为当Flyboost模块工作在反激变压器状态时,相当于一个无损电阻,所以会获得比一般单级PFC变换器高的效率;

2)自动限制中间储能电容C1上的电压因为,当Flyboost模块处于反激变压器状态时,反激变压器副边反馈到原边的电压加上输入电压之和为(|Vin(t)|+Vo·n),只有当它大于Vc1时,C1才会被充电,此时Flyboost模块进入Boost电感状态,所以,C1的电压最终被箝位在(Vin(peak)+Vo·n);

3)输出电流纹波很小如前所述,普通的反激变压器PFC模块得到的输出电流含有很大的二倍工频纹波,但是,在这种新型变换器中,变换器的输出由Flyboost模块和DC/DC级的正激变换器共同调节,可以获得稳定的低纹波输出。

5实验结果

根据图3建立了单级PFC变换器实验电路,设计参数为:AC输入170~230V;DC输出16V/7.5A;开关频率120kHz;L1=54.02μH;n=4.75。Flyboost模块两种工作状态的电流波形如图5(a)所示。在两种状态的转换中,由于副边电压的反馈作用,C1的电压自动箝位在Vin(peak)+Vo·n。实验证明,当输入为AC220V时,C1的电压箝位在387V(220×+16×4.75=387)。

当Flyboost模块处于反激变换器状态时,可以实现功率的直接变换,所以变换器具有较高的效率,实验证明,变换器满载时效率达到了82.06%。

在实验中,将Flyboost模块的两种状态都设计在DCM模式下,从而可以获得很高的功率因数,输入电压与输入电流的波形如图5(b)所示,在满载时功率因数为0.976。

图5(c)中第2条波形为变换器总的输出电流,第3和第4条波形分别为Flyboost模块与DC/DC变换器的输出电流。输出由Flyboost模块和DC/DC级的正激变换器共同调节,所以输出电流的工频纹波很小。

6结语

本文提出了一种新型单级功率因数校正变换器。这种变换器有以下优点:

(a)Flyboost模块两种状态的电流

(b)输入电压与输入电流

(c)输入电压与输出电流

图5单级PFC变换器的实验波形

1)实现部分能量的直接变换,从而获得较高的效率;

2)实现了中间储能电容上电压的自动箝位;

3)通过控制Flyboost模块的两种状态都工作在DCM模式下,获得了很高的功率因数。

实验证明了这是一种很好的单级PFC变换器。

关键字:模块  新型

编辑:神话 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/mndz/2011/0521/article_8897.html
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