基于MAX668/MAX669的升压型DC/DC变换器的设计

2011-05-20 13:59:12来源: 互联网

关键词:PWM控制器;MAX668/MAX669;DC/DC变换器


1引言

MAX668/MAX669是固定频率的工作于电流模式的PWM控制器,功率可超出20W且可调,效率可达90%。宽范围的输入电压(1.8~28V)使其可接受多种电源输入,具有可调节的频率范围(100~500kHz)、可外同步运行等特点,使其对外接元件的尺寸和成本的优化更为方便,可以实现对于敏感频率和开关谐波的隔离。两种器件同时具有数控软启动功能、逻辑控制的停机模式、用户设置的峰值电流以及输出容量12mA的5V线性稳压器等。其封装形式为十分灵巧的10引脚μMAX封装。这些优点使MAX668/MAX669可以广泛应用于无绳电话、手提电脑等许多电子设备中。

2管脚功能和使用特点

其封装形式如图1所示。

各管脚功能如下:

脚1LDO5V的芯片调压器输出,该调压器为内部的所有电路供电,包括EXT门极驱动,通过1个1μF的陶瓷电容器与接地端连接;

脚2FREQ振荡频率设定的输入端,通过1个电阻ROSC连接FREQ与接地端,设定频率fOSC=5×1010/ROSC,频率为100~500kHz可调,当SYNC/SHDN利用外部时钟时同样使用该电阻;

脚3GND逻辑地;

脚4REF1?25V的参考输出,通过0?22μF的电容与接地端连接,可以有50μA的电流;

脚5FB反馈输入,其阈值为1?25V;

脚6CS+电流传感器的正输入端,在CS+与PGND之间接电流传感器电阻RCS;

脚7PGNDEXT门极驱动和电流检测负向输入端;

脚8EXT外部MOSFET门极驱动输出;

脚9VCC电源输入到脚1调压器,VCC可以接受28V的电压,由一个0?1μF陶瓷电容与接地端连接;

脚10SYNC/SHDN停机控制和同步输入,有三种控制模式:当该管脚为低电平时,停机;当为高电平



图1MAX668/MAX669的封装形式


图2升压型DC/DC变换器


时,由脚2设置的振荡频率运行;当外同步运行时,由时钟设置运行频率,转换周期起始于输入时钟的上升沿。

MAX668与MAX669的不同之处是可以运行于自举或非自举两种状态,输入电压在3~28V,VCC可以连接到输入、输出或其它电压源。在自举时,输出不高于28V,在非自举时,输出可高于28V并可调。MAX669输入电压在1.8~28V之间。必须连接成自举状态,输出电压不高于28V,因为MAX669没有欠压封锁功能,当LDO低于2?5V时,在开环下以50%的占空比启动振荡器驱动EXT,当LDO高于2?5V时,运行在闭环状态下。

SYNC/SHDN提供外同步运行和关机控制。当SYNC/SHDN为低电平时,芯片关机;当SYNC/SHDN为高电平时,则芯片通过ROSC确定运行频率,

ROSC=5×1010/fOSC(Ω)。当芯片为外部同步运行时,时钟信号的上升沿为SYNC/SHDN的输入,当同步信号丢失时,若SYNC/SHDN为高电平,内部振荡器将在最后一个周期起作用,频率仍由ROSC确定;当利用外部时钟时,若不能满足15mV的电流检测器阈值,则将切换为闲置模式,即闲置模式只发生在轻载时,此时,ROSC将被设置为低于同步时钟频率15%的频率,即ROSC(SYNC)=5×1010/(0.85×fSYNC)(Ω)

MAX668/MAX669具有软启动功能,而且不需外部电容器。当芯片加电时,或者退出欠压锁定时会出现软启动。MAX669只有LDO的电压达到2?5V时,才会开始软启动。

3DC/DC变换器的设计

以升压型DC/DC变换器的设计为例,对其设计过程进行说明。变换器电路如图2所示。

3.1设置运行频率

频率的确定主要考虑如下因素

1)噪声因素,运行频率必须设置高于或低于特定的频段;

2)高频率允许使用小容量的电感器和电容器;

3)高频将使芯片和FET器件消耗较大的能量,降低系统效率;而小容量的电感和电容器具有较小的等效电阻值,在一定程度上能弥补效率的降低。 当利用内部频率时,ROSC(SYNC)=5×1010/fOSC(Ω);当利用外部时钟时,ROSC(SYNC)=5×1010/(0.85×fSYNC)(Ω)。

3?2设置输出电压

输出电压由电阻R2和R3确定,首先在10kΩ和1MΩ之间选定R3,则R2为R2=R3(1)

式中:VREF为1?25V。

3?3确定电感值

根据芯片内部设置的动态补偿得出的电感量优化值为

LID=VOUT/(4×IOUT×fOSC)(2)

当计算的电感值不是标准值时,可以在较大的±30%容差范围内选择标准值,当取值小于计算值时,电感电流的峰?峰值ILPP将变大,需使用大的输出滤波电容,以满足纹波要求。当取值高于计算值时,需要增大相同比例的滤波电容器。因为其高频损耗较高,推荐应用铁氧体铁芯,不要使用铁粉芯。

3?4确定峰值电感电流

峰值电感电流为

ILP=ILDC+ILPP/2(3)

式中:ILDC为平均直流输入电流;

ILPP为电感峰?峰纹波电流。ILDC=(4)

式中:VD为肖特基整流二极管D1的正向压降;

VSW为外部FET压降。

当导通时ILPP=(5)

式中:L为电感量。

选择的电流饱和值应该等于或高于计算值。

另外电感应该有尽可能小的电阻值,该电阻的耗能为

PLR=(IOUT×VOUT/VIN)2×RL(6)

式中:RL为电感串联等效电阻。

当确定峰值电感电流值后,根据器件的电气特性得知在最坏情况下的最小电流限制阈值电压为85mV,由最大负载电流下的电感峰值电流可得电流检测器电阻为

RCS=85/ILP(mΩ)(7)

当峰值电感电流大于1A时,必须利用开尔文传感器的连接型式将RCS连接在CS+和PGND之间,PGND和GND连接在一起。

3.5功率MOSFET的选择

需要选择N沟道的MOSFET,在选择时主要考虑

1)总的门极电荷Qg;

2)反向传递电容或电荷CRSS;

3)通态电阻RDS(ON);

4)最大的VDS(max);

5)最小的阈值电压VTH(min)。

当频率高时,Qg和CRSS对效率的影响更大一些,为主要考虑对象。Qg同时影响器件的导通电流

IG=Qg×fOSC(8)

3?6二极管的选择

高频率要求选择快速二极管,推荐使用肖特基二极管,因为其具有快恢复时间和低的正向压降。二极管的平均电流额定值需满足下式计算值ID=IOUT+(9)

二极管的反向击穿电压必须高于VOUT。当输出电压高时,可选用硅整流管。

3?7输出滤波电容

最小的输出滤波电容为COUT(min)=(F)(10)

式中:VIN(min)为最小期望的输入电压。

输出纹波主要由电容等效串联电阻ESR决定,一般取2~3倍的COUT(min)。此时输出纹波电压为

VRI(ESR)=ILP×ESR(11)

3?8输入电容的选择

输入电容CIN可以减小电流噪声和输入电源的电流峰值。输入电容值主要由输入电源的等效阻抗值决定。阻抗越大,电容值越大,一般选择输入电容值CIN与输出电容值COUT相等。

3?9旁路电容

在REF和GND之间连接1个0?22μF的旁路电容,在LDO和GND之间连接1个1μF的旁路电容,在VCC和GND之间连接1个0?1μF的旁路电容,而且所有的旁路电容离管脚越近越好。

3?10补偿电容

由于输出波电容的等效串联电阻ESR将在控制环中增加1个左半平面零点,影响稳定性,因此在FB和GND之间需要连接一个补偿电容CFB,CFB与反馈等效电阻作用形成一个极点,从而抵消ESR引起的零点。因此补偿电容值为CFB=COUT×(F)(12)

式中:R2和R3为反馈电阻。

实际取值可以为计算值的50%~150%。

4结语

MAX668/MAX669可广泛地应用于升压型、SEPIC、反激型和隔离型等多种拓扑结构,在选择运行模式和芯片时,有几点需要注意:

1)当VIN低于2?7V时,必须选择MAX669芯片且连接为自举模式。当输出电压始终不高于5?5V时,LDO需要与VCC短接,使LDO调压器失效,以消除LDO的压降。

2)当VIN高于3?0V时,尤其是输出电压较高时,采用非自举模式可以减少芯片静态损耗,同样当VIN始终不高于5?5V时,LDO需要与VCC短接,使LDO调压器失效,以消除LDO的压降。

3)当VIN在3.0~4.5V之间时,若连接为自举模式,尽管增加了静态功耗,但可以提高门极驱动能力,减小MOSFET的通态电阻,从而提高系统的效率。

4)当VIN始终高于4?5V时,采用非自举模式较好,因为此时若采用自举模式,不会增加门极驱动能力,但是额外地增加了芯片的静态功耗。

参考文献

[1]MAXIM.Integratedproducts,1999.

关键字:设计

编辑:神话 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/mndz/2011/0520/article_8828.html
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