一种小功率单级功率因数校正电路

2011-05-19 13:07:57来源: 互联网

摘要:讨论一种单级功率因数校正电路的原理,并分析其实验结果。

关键词:单级功率因数

  A Low Power Single- stage Converter to Improve Power Factor

Abstract: The paper introduces the operating principle of a low power single- stage converter to improve

power factor, analyses the result of experiment.

Keywords:Single- stage Power factor

1引言

  对于较小功率的变换器,若采用复杂的功率因数校正电路来提高源侧功率因数,会导致成本增加,失去应用价值。本文所讨论的电路为采用升压电感和双正激电路组合的方式,完成功率因数校正和功率输出。

2电路原理

  电路原理图如图1所示。图中L1,VD2,VD3,开关管S1和储能电容C1组成了一个工作于DCM(电流断续工作方式)的升压(BOOST)变换器。

图1电路原理图

  该电路采用一块UC3845作为控制芯片,反馈信号来自输出端。UC3845的驱动信号经过一个小变压器,变为两路同相位的驱动信号,分别驱动两只开关管S1和S2。由于没有电流取样,电路只能工作于DCM方式,否则电路中电流会失控。该电路首先要保证输出稳压,故占空比变化不大,电流波形如图2所示。

图2电流断续控制模式(DCM)

  在DCM方式下,每一开关周期T内,输入电流的峰值ip为:

ip=Uin×D×T/L1(1)

式中:D—占空比T—开关周期

Uin—输入电压L1—输入电感

在每一开关周期T内平均输入电流iave为:

iave=ipD=UinD2T/L1(2)

  由于开关频率足够高,可以认为在一个开关周期内Uin是不变的。当占空比和开关频率不变时,输入电流的平均值正比于输入电压,它可以自动"跟踪"输入电压呈正弦波形,从而起到功率因数校正的作用。

  在DCM方式下,应满足:

Uin×ton≤(Uc-Uin)×toff(3)

式中:Uin—输入电压;ton—导通时间;

Uc—电容C1电压;toff—关断时间。

当上式取等号时,有最大占空比

Dmax=ton/(ton+toff)=(Uc-Uin)/Uc(4)

电容电压Uc受电容器耐压值及成本的限制,不能取得太高,这里取430V。根据国内电网的情况,当输入电压有效值为260V时,占空比Dmax=(430-260×1.414)/430=14.5%。可见,这时的占空比很小,这会加大主电路开关管的损耗,同时要求储能元件的容量很大,元器件利用率低,整体效率低。

  为了提高占空比,从变压器引出一个绕组N2,按图1所示的极性串于电路中。此时,由公式(Uin+UN2)×ton≤(Uc-Uin+UN2)×toff可推出最大占空比

Dmax=(Uc-Uin+UN2)/(Uc+2UN2)(5)

取UN2=70V,则当输入电压为260V有效值时,占空比

Dmax=(430-260×1.414+70)/(430+2×70)

=23.2%(6)

若取UN2=100V,则当输入电压为260V有效值时,占空比

Dmax=(430-260×1.414+100)/(430+2×100)

=25.8%(7)

可见,占空比提高了许多,这对于改善电路性能很有好处。

  另外,绕组N2的加入,可使当输入电压Uin较小时,相对增大输入电流i,由于整个电流平均值iave不变,故电流的峰值必然下降,从而使电流波形更接近正弦波,有助于提高功率因数。

3工作状态分析

  为了分析方便,将变换器在一个工作周期内的工作情况分为三个阶段,如图3所示。

图3工作周期示意图

  (1)阶段I开关管S1、S2,二极管VD2导通,输入电压Uin对电感L1充电,充电电流为i=(Uin+UN2)×ton/L1。同时,电容C1通过S2、N0和S1向负载传输能量。

  (2)阶段Ⅱ开关管S1和S2关断,VD2承受反压而截止。电感中电流经过VD3向电容C1充电,直到电感中电流变为零。同时,变压器N0产生反电动势,通过VD4、C1和VD5进行磁复位,把一部分能量转移到电容中。另外,变压器也有一部分磁能通过绕组N3、VD8释放到输出端,这有助于扩大输出电压的稳定范围。

  (3)阶段Ⅲ电感中电流为0,感应电压也为0,VD3承受反向电压而截止。

4实验结果

  利用上述原理,做了一个小功率电源

  技术要求如下:

  输入电压AC220V输入频率50Hz

  输出电压DC48V输出电流4A

  工作频率150kHz

  关键元器件参数:储能电容220μF/450VKMH

  变压器匝数:N1∶N2∶N3∶N0=15∶13∶6∶44

  开关管IR460

  输入电感是个很重要的元件,它的选择直接影响到实验效果。线圈引线要足够粗,否则引线压降大,损耗大。电感的气隙不能太小,太小了电感易饱和,使得电流波形在峰值时出现尖峰,降低功率因数;气隙也不能太大,否则磁心外的磁力线太多,线圈会发热,增大损耗。另外,EI型的磁心不适合作电感,应选用罐型磁心。

  输入电感应满足在电流最大时,即输入电压最高时也不饱和。取N2电压为100V,当Uin为260V时,由前边公式可得D=25.8%,又频率f=150kHz,故ton=D/f=1.72μS。电感中峰值电流ip=2×(N1/N0)×Io=2.73A,根据公式

L=U/(di/dt)≈U/(△i/△t)

=(1.414Uin+UN2)/(ip/ton)(8)

得L=290μH。

实验结果见表1

表1实验结果

Uin(V) Iin(A) Uo(V) Io(A) Pin(W) PF η
188.1 1.349 49.8 3.91 241.3 0.942 80.6%
197.0 1.298 50.1 3.92 243.0 0.939 80.8%
206.3 1.298 49.8 4.29 255.3 0.942 83.6%
217.9 1.241 48.3 4.27 261.3 0.938 78.9%

  输入电流波形如图4。

  由实验记录的数据及电流波形可以看出,该电路对于改善功率因数确实有一定的作用,达到了较高的功率因数。然而由于工作中要求占空比较小,开关管等器件上损耗较大,使得电路的整体效率偏低。

  另外,实验中还发现,当负载较轻时,输出稳压范围较小;当负载较重时,输出稳压范围较大。这是由于负载轻时,电容器放电较弱,电容器电压达到限压值快,从而使PWM信号占空比减小,使输出电压降低,破坏了输出稳定性。加入绕组N3及VD8,则控制了输出电压,即可控制N3上电压,而N3的电压正比于储能电容电压,故输出电压可以间接地控制储能电容电压,从而使电容晚些进入限压,扩大输出稳压范围。

图4输入电流波形

5结论

  该电路对改善功率因数确有一定作用,但由于这仅是原理电路,作为实用电路还有许多待完善的地方。

关键字:功率因数  校正电路  电路

编辑:神话 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/mndz/2011/0519/article_8731.html
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