多路输出单端反激式开关电源原理及设计

2011-05-15 11:30:09来源: 互联网

本文介绍了一种基于TOPSwith系列芯片设计的小功率多路输出AC/DC开关电源原理及设计方法。

设计要求

本文设计的开关电源将作为智能仪表的电源,最大功率为10 W。为了减少PCB的数量和智能仪表的体积,要求电源尺寸尽量小并能将电源部分与仪表主控部分做在同一个PCB上。

考虑10W的功率以及小体积的因素,电路选用单端反激电路。单端反激电路的特点是:电路简单、体积小巧且成本低。单端反激电路由输入滤波电路、脉宽调制电路、功率传递电路(由开关管和变压器组成)、输出整流滤波电路、误差检测电路(由芯片TL431及周围元件组成)及信号传递电路(由隔离光耦及电阻组成)等组成。本电源设计成表面贴装的模块电源,其具体参数要求如下:

输出最大功率:10W

输入交流电压:85~265V

输出直流电压/电流:+5V,500mA;+12V,150mA;+24V,100mA

纹波电压:≤120mV

单端反激式开关电源的控制原理

所谓单端是指TOPSwitch-II系列器件只有一个脉冲调制信号功率输出端一漏极D。反激式则指当功率MOSFET导通时,就将电能储存在高频变压器的初级绕组上,仅当MOSFET关断时,才向次级输送电能,由于开关频率高达100kHz,使得高频变压器能够快速存储、释放能量,经高频整流滤波后即可获得直流连续输出。这也是反激式电路的基本工作原理。而反馈回路通过控制TOPSwitch器件控制端的电流来调节占空比,以达到稳压的目的。

TOPSwitch-Ⅱ系列芯片选型及介绍

TOPSwitch-Ⅱ系列芯片的漏极(D)与内部功率开关器件MOSFET相连,外部通过负载电感与主电源相连,在启动状态下通过内部开关式高压电源提供内部偏置电流,并设有电流检测。控制极(C)用于占空比控制的误差放大器和反馈电流的输入引脚,与内部并联稳压器连接,提供正常工作时的内部偏置电流,同时也是提供旁路、自动重起和补偿功能的电容连接点。源极(S)与高压功率回路的MOSFET的源极相连,兼做初级电路的公共点与参考点。内部输出极MOSFET的占空比随控制引脚电流的增加而线性下降,控制电压的典型值为5.7 V,极限电压为9 V,控制端最大允许电流为100 mA。

在设计时还对阈值电压采取了温度补偿措施,以消除因漏源导通电阻随温度变化而引起的漏极电流变化。当芯片结温大于135℃时,过热保护电路就输出高电平,关断输出极。此时控制电压Vc进入滞后调节模式,Vc端波形也变成幅度为4.7V~5.7V的锯齿波.若要重新启动电路,需断电后再接通电路开关,或者将Vc降至3.3V以下,再利用上电复位电路将内部触发器置零,使MOSFET恢复正常工作。

采用TOPSwitch-Ⅱ系列设计单片开关电源时所需外接元器件少,而且器件对电路板布局以及输入总线瞬变的敏感性大大减少,故设计十分方便,性能稳定,性价比更高。

对于芯片的选择主要考虑输入电压和功率。由设计要求可知,输入电压为宽范围输入,输出功率不大于10W,故选择TOP222G。

电路设计

本开关电源的原理图如图1所示。

电源主电路为反激式,C1、L1、C2,接在交流电源进线端,用于滤除电网干扰,C5接在高压和地之间,用于滤除高频变压器初、次级后和电容产生的共模干扰,在国际标准中被称为"Y电容"。C1跟C5都称作安全电容,但C1专门滤除电网线之间的串模干扰,被称为"X电容"。

为承受可能从电网线窜入的电击,可在交流端并联一个标称电压u1mA为275V的压敏电阻VSR。

鉴于在功率MOSFET关断的瞬间,高频变压器的漏感产生尖峰电压UL,另外,在原边上会产生感应反向电动势UOR,二者叠加在直流输入电压上。典型的情况下,交流输入电压经整流桥整流后,其最高电压UImax=380V,UL≈165V,UOR=135V,贝UOR+UL+UOR≈680V。这就要求功率MOSFET至少能承受700V的高压,同时还必须在漏极增加钳位电路,用以吸收尖峰电压,保护TOP222G中的功率MOSFET。本电源的钳位电路由D2、D3组成。其中D2为瞬态电压抑制器(TVS)P6KE200,D3为超快恢复二极管UF4005。当MOSFET导通时,原边电压上端为正,下端为负,使得D3截止,钳位电路不起作用。在MOSFET截止瞬间,原边电压变为下端为正,上端为负,此时D1导通,电压被限制在200V左右。

输出环节设计

以+5V输出环节为例,次级线圈上的高频电压经过UF5401型100V/3A的超快恢复二极管D7,由于+5V输出功率相对较大,于是增加了后级LC滤波器,以减少输出纹波电压。滤波电感L2选用被称作"磁珠"的3.3μH穿心电感,可滤除D7在反向恢复过程中产生的开关噪声。

对于其他两路输出,只需在输出端分别加上滤波电容。其中R3、R4分别为输出的假负载,它们能降低各自输出端的空载和轻载电压。

反馈环节设计

反馈同路主要由PC817和TL431及若干电容、电阻构成。其中U2为TL431,它为可调试精密并联稳压器,利用电阻R5、R6分压获得基准电压值。通过调节R5、R6的值可以调节输出电压的稳压值。C8为TL431的频率补偿电容,可以提高TL43l的瞬态频率响应。C7为软启动电容,取C7=22μF时可增加4ms的软启动时间,在加上TOP222G本身已有的10ms软启动时间,则总共为14ms。

U3为PC817型线性光耦合器,其电流传输比(CTR)范围为80%~160%,,能够较好地满足反馈回路的设计要求,而目前国内常用的4N25、4N26属于非线性光耦合器,不宜采用。反馈绕组上产生的电压经D4、C9整流滤波,获得非隔离式+12V输出,为PC817接收管的集电极供电。由于反馈绕组输出电流较小,次级采用D4硅高速开关管1N4148。光耦PC817能将+5V输出与电网隔离,其发射极电流送至TOP222G的控制端,用来调节占空比。

C3为控制端旁路电容,它能对控制回路进行补偿并设定自动重启频率。当C3=47μF时,自动重启频率为1.2Hz,即每隔0.83s检测一次调节失控故障是否已经被排除,若确认已被排除,就自动重启开关电源恢复正常工作。

R2为PC817中LED的外部限流电阻。实际上除了限流保护作用外,他对控制回路的增益也具有重要影响。当R2改变时,会依次影响到下列参数值:IF→IC→D→UO,也就相当于改变了控制回路的电流放大倍数。

下面简要分析一下反馈回路实现稳压的工作原理。当输出电压UO发生波动且变化量为UO时,通过取样电阻R5、R6分压后,就使TL431的输出电压UK也产生相应的变化,进而使PC817中LED的工作电流IF改变,最后通过控制端电流IC的变化量来调节占空比D,使UO产生相反的变化,从而抵消UO的波动。上述稳压过程可归纳为:

UO ↑→UK ↓→IF ↑→IC ↑→D ↓→UO↓→最终使UO不变。

其余各路输出未加反馈,输出电压均由高频变压器的匝数来确定。

变压器设计

变压器的设计是整个电源设计的关键,它的好坏直接影响电源性能。

磁芯及骨架的确定

由于本文选用漆包线绕制,而且EE型磁芯的价格低廉,磁损耗低且适应性强,故选择EE22,其磁芯长度A=22mm。从厂家提供的磁芯产品手册中可查得磁芯有效横截面积SJ=0.41cm2,有效磁路长度1=3.96cm,磁芯等效电感AL=2.4μH/匝2,骨架宽度b=8.43mm。

确定最大占空比Dmax

根据公式:

其中,UOR=135V,直流输入最小电压值UImin=90V,MOSFET的漏-源导通电压UDS(ON)=10V,代入上式得:Dmax=64.3%,接近典型值67%。Dmax随着输入电压的升高而减小。

计算初级线圈中的电流

输入电流的平均值IAVG为

初级峰值电流IP为:


其中,KRP为初级纹波电流IR与初级峰值电流IP的比值,当电压为宽范围输入时,可取0.9。将Dmax=64.3%代入得,IP=0.518A。

确定初级绕组电感LP

其中,损耗分配系数Z=0.5,IP=0.518A,KRP=0.4,PO=10W,代入得:LP≈1265μH。

确定绕组绕制方法

并计算各绕组的匝数

初级绕组的匝数NP可以通过下式计算:

其中,磁芯截面积SJ=0.41cm2,磁芯最大磁通密度BM=60,IP=0.518A,LP≈1265μH,代入可得NP=26.6,实取30匝。

次级绕组采用堆叠式绕法,这也是变压器生产厂家经常采用的方法,其特点是由5V绕组给12V绕组提供部分匝数,而24V绕组中则包含了5V、12V的绕组和新增加的匝数。堆叠式绕法技术先进,不仅可以节省导线,减小线圈体积,还可以增加绕组之间的互感量,加强耦合程度。以本电源为例,当5V输出满载而12V和24V输出轻载时,由于5V绕组兼作12V、24V绕组的一部分,因此能减小这些绕组的漏感,可以避免因漏感使12V、24V输出电路中的滤波电容被尖峰电压充电到峰值,即产生所谓的峰值充电效应,从而引起输出电压不稳定。这里将5V绕组作为次级的始端。

对于多输出高频变压器,各输出绕组的匝数可以取相同的每伏匝数。每伏匝数nO可以由下式确定:


其单位是匝/VO将NS取5匝,UO1=5V,UF1=0.4V(肖特基整流管导通压降)代入上式得到nO=0.925匝/V。

对于24V输出,已知UO2=24V,UF2=0.4V,则该路输出绕组匝数为NS2=0.925 匝/V×(24V十0.4V)=22.57匝,实取22匝。

对于12V输出,已知UO3=12V,UF2=0.4V,则该路输出绕组匝数为NS2=0.925匝/V ×(12V+0.4V)=11.47匝,实取11匝。

对于反馈绕组,已知UF=12V,UF3=0.7V(硅快速恢复整流二极管导通压降),则该路输出绕组匝数为NS2=0.925匝/V×(12V+0.4V)=11.47匝,实取11匝。

确定初/次级导线的内径

首先根据初级层数d、骨架宽度b和安全边距M,利用下式计算有效骨架宽度bE(单位是mm):

bE=d(b-2M) (7)

将d=2,b=8.43mm,M=0代入上式可得bE=16.86mm。

利用下式计算初级导线的外径(带绝缘层)DPM:

DPM=bE/NP (8)

将bE=16.86mm,NP=78匝代人得DPM=0.31mm,扣除漆皮厚度,裸导线内径DPM=0.26mm。与直径0.26mm接近的公制线规为0.28mm,比0.26mm略粗完全可以满足要求,而0.25mm的公制线规稍细,不宜选用。而次级绕组选用与初级相同的导线,根据电流的大小,采用多股并绕的方法绕制。

试验数据

该开关电源的输人特性数据见表1,在u=85~245V的宽范围内变化时,主路输出UO1=5V(负载为65Ω)的电压调整率SV=±0.2%,输出纹波电压最大值约为67mV;辅助输出UO2=24V(负载为250Ω),输出纹波电压最大值约为98mV;辅助输出UO3=12V(负载为100Q),输出纹波电压最大值约为84mV。

关键字:原理  设计

编辑:神话 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/mndz/2011/0515/article_8577.html
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