升压型DCDC变换器电流环路补偿设计

2011-03-30 22:49:10来源: 互联网

针对固定频率峰值电流模式PWM升压型DC-DC变换器。给出了一种结构简单、易于集成的电流环路补偿电路设计方法。该电路的斜坡产生电路可对片内振荡器充放电电容上的电压作V/I转换,其所得到的斜坡电流具有稳定、斜率易于调节等特点;而电流采样电路主体采用SENSEFET结合优化的缓冲级和V/I转换电路,从而在提高采样精度的同时,还减小了损耗。整个电路可采用0.6 μm 15 V BCD工艺实现。通过Cadence Spectre进行的仿真结果表明,该电路可有效地抑制亚谐波振荡,采样精度达到77.9%,补偿斜率精度达到81.5%。

关键词:斜坡补偿;电流采样;电流模式;V/I转换

O 引言

固定频率峰值电流模式PWM(Pulse WidthModulation) DC-DC变换器同传统的电压模式控制相比,具有瞬态响应好,输出精度高,带载能力强等优点,因而被广泛应用。作为重要的模拟单元,斜坡补偿电路和电流采样电路是电流模式PWM控制的根基,对电流模式控制中电流环路的稳定性起着重要作用。

1 电路结构

图1所示是典型峰值电流模式PWM Boost DC-DC控制系统的结构框图。当电压外环的电压反馈信号经过误差放大器放大得到的误差信号VE送至PWM比较器后,将与电流内环的一个变化的、其峰值代表输出电感电流峰值的三角波或梯形尖角状合成波信号VE比较,从而得到PWM脉冲关断阈值。即:

在(1)式中:第一项为斜坡补偿部分,用于保证电流环路的稳定;第二项反映了电感电流的大小,通常由电流采样电路产生;第三项用于产生一个固定的基础电平,以为PWM比较器输入端图1 典型峰值电流模式PWMBoostDC—DC控制系统框图提供一个合适的直流工作点。

因此,峰值电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度,而是通过控制峰值输出端的电感电流大小,然后来间接地控制PWM脉冲宽度。

但是,电流模式的结构决定了其应用时存在电流内环在占空比大于50%时的开环不稳定现象、亚谐波振荡、非理想的环路响应,以及容易受噪声影响等几个固有缺点。针对上述问题,在环路的补偿方式上,除了电压环路的RC串联补偿之外,还必须对电流环路进行补偿,以满足电流环路的稳定性要求。有效的解决方法是采用斜坡补偿技术,并在提高电流采样精度的同时降低采样损耗,以保证电流环路的稳定。

本文利用对振荡器充放电电容上的电压作V/I转换来得到稳定且斜率易于调节的补偿斜坡,同时采用功率SENSEFET作为采样器件,并结合设计简洁的V/I变换,使采样系数不受温度和工艺的影响,从而在得到较高精度采样值的同时,还减低了损耗。

2 电路原理分析

2.1 斜坡补偿

图2给出了在误差信号VE上叠加斜坡补偿电压的方法。VE为电压反馈回路的误差放大信号,实线波形为未加扰动的电感电流,虚线为叠加△I0扰动量的电感电流,D为占空比,m1、m2分别为采样得到的等效电感电流的上升和续流斜率。

由图2(a)、(b)可知,若没有斜坡补偿,在下一个周期,该扰动电流为:

而经过n个周期后,由△I0引起的电流误差△In为:

由式(3)可以看出,当m2m1,即D>50%时,电流误差△In将逐渐放大,从而导致系统不稳定。

图2(c)是D>50%时,叠加补偿电压后的电感电流波形。对于该波形,有:

显然,要使环路稳定,必须使△I1<△Io,即满足:

结合(5)和(6)两个式子可以得到:

由此可见,当时,可在最坏情况下(D=100%,即m2>>m1)满足系统的开环稳定性要求。

图1所示的电路同时给出了在电流反馈电压上叠加斜坡补偿电压的方法。通过比较分析可知,两种补偿方法在效果上是等效的,但是第二种方法中的电路实现相对更简单,因此较为常用。

2.2 电流采样原理与方法

传统电流采样方法是在开关管的电流通路上串接检测电阻,这样不仅降低了DC-DC转换器的效率,而且对于传统工艺来说,制作这样的小电阻也很困难。为了弥补这些不足,本文在SENSEFET采样方法的基础上,加入了简洁的V/I变换电路,从而形成了一种结构简单且精度较高的采样电路,其电路主体如图l中的采样电路所示。其中MM为POWER FET,其宽长比设计的非常大,可以减小其导通阻抗(本电路的典型值为150 mΩ);Ms为SENSE FET;检测电阻RSEN可利用工作在线性区MOS管的导通阻抗特性,使其宽长比与Ms相同,因此,导通阻抗与Ms的相等,记为RSEN。为了减小采样损耗,一般必须使(W/L)MM<<(W/L)Ms。

设(W/L)Ms:(W/L)MM=n(n的取值一般不低于100),开关管电流为IM,则有:

采样电压VSEN经过简洁实用的V/I转换电路后,可将其转换成所需要的采样电流信号ISEN,然后与斜坡电流信号ISLOPE在R∑进行叠加,就可得到所需的电压V∑。

3 改进型电路设计

3.1 斜坡产生电路

图3所示是一种改进型斜坡产生电路,图中,MP5、MP6为匹配的差分对管:Q1、Q2匹配(rCE(Q1)=rCE(Q2),为负载管,它们的发射极面积相等,为Q3的两倍。负载管Q1、Q2采用三极管,可在高匹配性的同时大大减小噪声影响。在Q2的集电极与基极之间加一个射极输出的晶体管Q4,可以减小Q2和Q3基极电流对ID(MP6)的分流;而在Q2和Q3的基极与地之间加电阻R4,则可用来提高Q4的β。Vc为片内振荡器充放电电容上的锯齿波电压,Vc的变化范围为V1-V2。其中V2和V1分别为振荡器充放电的高、低设定电压值。

此电路主要任务是将电容上的锯齿波电压转换成所需要的斜坡电流。

3.2电流采样电路

图4所示为本系统中的电流采样电路。该电流采样电路由三部分组成:采样电路、缓冲级电路和电压/电流(V/I)转换电路。其中采样电路采样得到反映电感电流的电压VSEN后,可经过优化处理的缓冲级电路进行电平平移,从而得到VSEN’,以避免采样电压受到后级电路的影响,即:

最后,VSEN’经过V/I转换电路,就可以转换成所需要的电流信号ISEN,以便和ISLOPE进行叠加。

因为图4中的Q1和Q2匹配,偏置相同,所以Q1和Q2的发射极电压近似相等,即:V2≈V3,因而可为v∑提供一个合适的直流电平。

4 仿真结果

采用0.6μm BCD工艺时,可对设计的电路进行仿真验证。仿真条件为供电电压VIN=5 V,输出电压VOUT=13 V,负载电流为500 mA。由仿真条件可知,占空比D>50%,但必须引入斜坡补偿以保证电流环路的稳定。

图5所示是整体电路在典型情况下(D>50%),加入斜坡补偿的仿真波形。其中,图5(a)是电感实际的电流波形。其电感电流峰值为Iinductor_PEAK=1.796 A;图5(b)是采样得到的电感电流波形,其采样电感电流峰值为Isensc_PEAK=10.505μA。

由于设计中的典型值R2=R3=10 kΩ,RDS(MM)=150 mΩ,RDS(MS)=15 Ω,n=100,故其电流采样系数α为:7.5x10-6,采样精度为77.9%。

图5(c)是斜坡补偿电路产生的斜坡电流波形,实测的补偿斜坡的斜率为5.487 A/s,时钟CLK为1.2 MHz,占空比为85.7%,T1=685.563 ns。由于本设计中的典型值为:

V1=0.4 V,V2=1 V,R=65 kΩ。

故可得其补偿斜坡的斜率为:m=6.732 A/s。

因此可知,本设计的补偿斜坡已经达到较高精度(81.5%),可以满足设计要求;

图5(d)是电感电流采样值与补偿斜坡的合成波形。可以看出,其斜坡补偿的加入有效的抑制了亚谐波振荡。

5 结束语

本文针对峰值电流模式DC-DC转换器固有的不稳定性,设计了斜坡补偿电路。采用固定斜率补偿技术,虽然在小占空比条件下会减弱电流模式PWM控制的优点,但其电路结构简单,容易调节,可降低设计难度,同时针对一般的便携式设备,完全可以满足应用要求;而电流采样电路使用SENSE FET,同时结合缓冲级和V/I转换电路,可在采样精度得到提高的同时减小损耗。因此,本设计中的两个V/I转换电路可以较好地移植到其它DC-DC变换器电路中。

目前,本电路已经应用在一款升压型DC-DC芯片中,并且已经完成了前期仿真。仿真结果达到了预期要求,证明了该电路的可行性。

关键字:电流  环路  补偿  设计

编辑:神话 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/mndz/2011/0330/article_6434.html
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