多路跟踪滤波同步数据采集系统的研究

2011-02-24 18:18:58来源: 互联网 关键字:跟踪  同步  数据采集系统  系统

介绍了采用高速硬件锁相环技术,对多路相关联信号同时、同步整周期均匀采样和抗混叠跟踪滤波的实现方法。给出了基于此方法由TMS320LF2407和AD73360L构成的多路数据采集与处理系统。提出一种不同结构的同步串行口接口电路的设计方法,给出了电路连接与软件流程。
  关键词:数据采集  跟踪滤波  同步采样  抗混叠

  目前同步采样实现方法主要有两种,一种是使用多片采样保持器、多路模拟开关和单片单通道逐次逼近型高速A/D转换器,再辅以同步信号产生电路,这样可同时采集多路信号送采样保持器保持,然后通过模拟开关切换分别送入A/D转换器进行转换。该方法使用一片高速A/D转换器实现多路信号同时采样。但外置多片采样保持器及模拟开关使得电路结构复杂、编程麻烦,成本也未能降低。另一种是采用多通道高速逐次逼近型A/D转换器,但16位以上的高速并行A/D转换器通常为单通道或2通道,且价格昂贵。要实现多路(6路以上)信号同时采样,则需要多片ADC,使得成本大大增加。
  以上两种方法采用的ADC的转换速度通常在10μs甚至5μs以下,对于工频电参数测量实际上有些浪费,在ADC转换速度能够满足采样频率和数值处理要求的条件下,分辨率、线性度、抗干扰能力及量化噪声等指标对于测量精度显得尤为重要。本文设计采用一种基于6通道独立采样的16位串行Σ-ΔA/D转换器AD73360L,构成多路相互关联信号同时、同步采样的数据采集系统,并且具有跟踪输入信号频率变化,抗混叠滤波的功能。内部6个通道可同时采样,无须CPU干预,从而有效地减少了由于采样时间不同而产生的相位误差,非常适合三相电压、电流的采样,且高达64kHz的采样率完全能够满足电力参数测量要求。AD73360L还能多片级联使用,使模拟量输入通道的最大数目方便地扩展至48路。另外,AD73360L还有内置的程控可变增益放大器, 增益可在0~38dB之间选择,因而它既适合于大信号的应用,也适合于小信号的应用[1]
  本文详细介绍AD73360L与TMS320LF2407 DSP组成的同步采集系统的工作原理及不同结构的同步串行口的接口电路设计方法。
1 同步数据采集系统硬件结构与工作原理
  同步数据采集系统由三部分组成,其结构框图如图1所示。第一部分由抗混叠滤波电路和Σ-△A/D转换器AD73360L组成,6路输入信号经过RC抗混叠滤波处理后进入6通道Σ-△A/D转换器。第二部分是由低通滤波器、过零比较器和倍频锁相电路组成的同步采样信号发生电路。它产生N倍于测量信号频率的方波信号作为采样信号,控制A/D转换器同步采样和数字滤波。第三部分由DSP、SRAM、键盘、显示和光隔控制等电路组成,实现对A/D转换结果的高速读取、数据处理、存储、显示和上传数据给上位机等。


1.1 Σ-ΔADC内部结构与工作原理
  AD73360L的每个独立的A/D转换通道的内部结构如图2所示。经程控放大器调理后的输入信号Vin与反馈信号Vf相减后的增量再经采样保持器保持后输入A/D转换器,低分辨率A/D转换器以Lfs=DMCLK/8的高过采样率对保持后的增量进行高速采样,16位累加器对低分辨率采样值累加求和后得到高分辨率的Vo,再由D/A转换器转换成16位模拟量Vf反馈到减法器,从而形成闭环负反馈的Σ-ΔA/D调制器。通过负反馈环路的不断调整使Vo(N)=Vo(N-1)+[Vin-Vf (N-1)],即Vo(N)=Vin。由于A/D转换器在量化过程中存在量化误差,但通过闭环负反馈环路的误差补足性能和高速重复取样方法,把量化噪声延续到Lfs/2的整个频带范围内,并将它推到正常采样率以外的高频段上[2]


  抗混叠数字滤波器对2K个高速采样值Vo进行数字均值滑动滤波(抽取系数K=高过采样率/采样率),滤除二分之一采样频率以上的高频噪音和输入信号的高次谐波。滤波特性的详细描述参见文献[1]。经滤波后的采样值按K:1抽取作为输出,降低了A/D转换通道的采样率,从而降低了同步串行口的速度要求。A/D转换通道的采样频率fs=Lfs/K。时钟频率与高过采样率、采样率和抽取系数K均存在整倍数关系,提供了控制Σ-ΔADC实现同步采集、跟踪滤波的条件。
1.2 同步采样的实现方法
  当采样速率是被测信号频率的整倍数,采样点包含整个周期,且满足采样定理时,用DFT频谱分析,频域不会发生泄漏,可完全消除误差[2]。因此采用硬件锁相环电路产生整倍于被测信号频率的方波来控制Σ-ΔA/D转换器实现同步整周期采样。倍频锁相电路如图3所示。


  为使锁相环准确锁定在被测信号(ui或ii)的基波频率上,输入电压信号经3阶有源低通滤波器滤除60Hz以上高次谐波,经过零比较器输出对称方波,作为高速锁相环的输入信号fi。fi同时也用作DSP测量信号频率的信号源。
  被测信号频率fi与反馈信号fo/N进行相位比较,其相位差信号经过低通滤波后,控制压频振荡器输出频率fo发生相应的变化,再经N分频后反馈到相位比较器,通过负反馈环路的快速调整,最终达到环路锁定。锁定时fo/N与fi的频率之差趋于零,即fo=Nfi。将锁相环产生的倍频信号fo作为Σ-ΔA/D转换器的主时钟信号,可以控制Σ-ΔA/D转换器实现同步数据采集[3-4]
  被测50Hz信号每周期采样1 024次,则采样率fs为51.2kHz,压控振荡器中心频率fo=fs×256=13.1 072(MHz)。压控振荡器上、下限频率设计为16MHz和10MHz,当被测信号在60~40Hz范围变化时,可以实现同步数据采集。同步采样率可通过编程选择每周期采样1 024、512、256和128次。
  锁相环电路由高速锁相环芯片74HC4046A和分频器CD4060组成,产生AD73360L采集触发信号,74HC4046A压频振荡器最高输出频率可达24MHz。
1.3 跟踪滤波的实现方法
  由于Σ-ΔA/D转换器实现同步采集,采样频率始终是被测信号频率的整倍数。由Σ-ΔA/D转换器的原理可知,抗混叠数字滤波器对2K个高速采样值Vo进行数字均值滑动滤波,滤除被测信号中二分之一采样频率以上的高次谐波。因此,抗混叠数字滤波器的截止频率始终跟踪信号频率变化,使它具有良好的抗混叠跟踪滤波功能。
1.4 模拟输入前端电路设计
  由于采用Σ-Δ A/D转换原理,具有良好的内置抗混叠性能,所以对模拟前端滤波器的要求不高,用一阶RC低通滤波器就能满足要求[5],从而省去由开关电容滤波器和复杂外围控制电路组成的抗混叠跟踪滤波电路,节省了成本。为了提高系统抗干扰能力,模拟输入通道采用差动输入方式,具体电路如图4所示。输入信号通过C1和C2耦合到ADC的模拟输入端。R1和C3、R2和C4构成一阶低通抗混叠滤波器。图中REFOUT是片内基准电压输出,通过R3和R4为输入端引入共模偏置电压,可根据需要配置为1.5V或2.5V。该电路可以把50Hz的交流信号直接耦合到AD73360L的模拟输入端。


1.5 频率测量方法
     电压或电流信号经滤波整形后输入到锁相环的方波信号fi,也同时输入到DSP的CPI捕获输入端,利用DSP的捕获功能,检测两个相邻脉冲上升沿的时间间隔,计算出信号的频率。为提高测量精度,每次检测出N个相邻上升沿的时间间隔,求平均得信号频率。
2 TMS320LF2407与AD73360L接口电路设计
2.1 AD73360L性能简介

  AD73360L是ADI公司推出的6独立通道的16位串行可编程A/D转换器。每个A/D转换通道由程控放大器、高过采样率的Σ-ΔA/D调制器、抽取数字滤波器等组成。具有设计简便、结构紧凑、工作稳定和可以方便地在几种采样率之间选择等优点。与并行接口相比,采用串行接口的硬件连接线大为减少,这样不仅可以减少印制电路板的面积,还可以减少电磁干扰,从而使系统更加稳定地工作。在不影响系统工作速度的条件下,在系统设计中利用串行接口代替并行接口不失为一种很好的设计方法。
2.2 AD73360L同步串行口
  AD73360L的16位同步串行口(SPORT)有输入、输出两个移位寄存器,它用6条通讯总线实现发送采样值和接收控制信息的双向同步通讯。它只能工作在主控方式。AD73360L的SPORT有三种工作模式:编程模式、数据模式和混合模式。
  在编程模式下,AD73360L首先在SCLK的下降沿检测输入帧同步SDIFS,当检测到SDIFS高电平后,从下个周期开始,在SCLK的下降沿将SDI线上的命令控制字的1位移入AD73360L的移位寄存器,连续移位16次,一个命令控制字接收完毕,存入对应的寄存器中。然后重复上述过程,直到接收到新的工作模式控制字后,才能转入新的工作模式。
  在数据模式下,只能输出采样值。当AD73360L完成一次数据采集后,首先在SCLK的上升沿向SDOFS发送一个时钟周期高电平的输出帧同步信号,将一个采样值装入移位寄存器,然后从下个周期开始,在SCLK的上升沿将移位寄存器中的采样值移位到SDO线上,连续移位16次,一个采样值发送完毕,重复上述过程,直到6个采样值发送完毕。当下次AD转换完成后,重复上述过程,重新发送一组采样数据。只有复位AD73360L,才能终止数据模式的输出过程。
2.3 TMS320LF2407同步串行口
  TMS320LF2407 DSP的16位同步串行口SPI可工作于主动或从动两种工作方式[6]。它只有一个移位寄存器,仅含有4条通讯总线:SPISOMI 从动输出/主动输入数据线;SPISIMO 从动输入/主动输出数据线;SPICLK 串行同步时钟;SPISTE 从动方式SPI端口使能,由主控机输入,低电平有效。当SPI接口有多个数据发送和接收时,在SPICLK控制下,数据是连续传输,各数据间没有间隔,除非SPISTE无效,才能停止数据的传输。
2.4 TMS320LF2407与AD73360L接口电路
  通过以上分析可知,它们之间的通讯方式存在以下三个不匹配的地方。
  (1)AD73360L发送或接收数据是根据帧同步信号实现数据起始位的识别,在时钟SCLK的控制下,通过移位方式进行数据通讯。TMS320LF2407仅提供4条通讯总线,输出数据时,不能提供输出帧同步信号,因而造成接收命令错误;接收数据时,因不能识别AD73360L发出的输出帧同步信号,而造成接收数据错位。
  (2)AD73360L发送或接收数据,在两个数据间至少存在一个时钟周期的时间间隔,TMS320LF2407则是连续传输,在两个数据间没有时间间隔。
  (3)AD73360L只能工作在主动方式,不能向DSP的SPI端口提供使能控制信号SPISTE,AD73360L不能启动TMS320LF2407接收或发送数据。
  因此,TMS320LF2406与AD73360L的两个同步串行接口不能直接匹配。为此设计了如图5所示的通讯接口电路。通过软硬件结合的方法,可以实现它们之间的双向数据通讯。图中AD73360L的两个帧同步信号连接成帧同步返回环方式,即FDOFS输出帧同步作为SDIFS输入帧同步,同时也连接到DSP的XINT1的中断输入端,作为DSP的发送或接收数据的同步信号;ADC的SCLK作为DSP的移位时钟信号;ADC的数据输出SDO作为DSP的数据输入SPISIMO;DSP的数据输出SPISOMI作为ADC的数据输入SDI;DSP的IOPE1输出作为SPI端口使能SPISTE输入;DSP的IOPE2输出控制AD73360L的复位和片选使能。


3 通讯软件设计
  首先,TMS320LF2407 DSP的IOPE1输出端置1,禁止SPI接口通讯,DSP的IOPE2输出端置0,使AD73360L复位;然后,初始化DSP的SPI通讯接口,设置SPI为从动工作方式和数据发送方式。当AD73360L可靠复位后,全部控制寄存器复位到零,默认最低的SCLK速率( DMCLK/8)和采样率(DMCLK/2048),它确保与低速微处理器的可靠通讯。当DSP将IOPE2输出端置1时,AD73360L的复位过程结束并使片选CS使能。AD73360L复位之后,默认工作在编程模式,便于对AD73360L进行初始化,并且在每个采样周期输出一个帧同步SDOFS。它既作为AD73360L的输入帧同步信号,同时也作为DSP的XINT1的输入。在对AD73360L进行初始化阶段,DSP查询XINT1的状态。当检测到XINT1引脚的帧同步脉冲的上升沿时,将一个16位控制字发送至缓冲区;当DSP检测到XINT1的下降沿时,把IOPE1置0,使SPISTE有效,允许发送数据。在SCLK的上升沿将数据移位到发送数据线SPISOMI上,然后在SCLK的下降沿,移入AD73360L内部的输入移位寄存器。在发送数据时,DSP始终查询SPI的状态,当DSP查询到一个控制字发送完毕时,立即把IOPE1置1,则SPISTE无效,禁止继续发送。然后,DSP重新查询XINT1引脚的帧同步脉冲,重复上述的发送控制命令字的过程。同时,AD73360L将接收的控制字存入相应的控制寄存器中。当最后一个控制字(数据工作模式字)输出完毕时,AD73360L初始化过程结束,以后对其编程将无效,除非重新复位AD73360L。而DSP则重新初始化SPI接口,把它设置为输入方式,并允许SPI接收中断,允许XINT1下降沿中断。每当一次A/D转换完成后,AD73360L按规定时序连续发送6个采样值和对应的6个同步脉冲,AD73360L的每个输出同步脉冲的下降沿(即SCLK的上升沿),XINT1都产生一次中断,中断服务程序中把IOPE1置0使SPISTE有效,允许接收数据。在SCLK的每个下降沿,将AD73360L输出的采样值移入DSP内部的移位寄存器中。每当DSP接收一个16位采样值后,SPI产生中断,SPI中断程序保存采样值并把IOPE1置1使SPISTE无效,禁止接收数据。接口通讯软件流程如图6所示。


  本文提出的由TMS320LF2407和AD73360L构成的数据采集与处理系统,将硬件锁相环技术应用于16位串行Σ-ΔA/D转换器,可对多路关联信号同时、同步采样和抗混叠跟踪滤波,提高了系统的测量精度和抗干扰能力,且电路结构简单、成本低廉。文中还讨论了不同结构的同步串行口接口电路的设计方法。给出的同步采集系统设计方案已应用于高精度三相电能表现场校验仪和分布式变电站高压设备绝缘在线监测装置中,取得了良好的效果。

关键字:跟踪  同步  数据采集系统  系统

编辑:神话 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/mndz/2011/0224/article_5185.html
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