利用ADC对工业多通道数据采集系统进行信号调理

2010-11-14 16:00:50来源: Maxim

    本应用笔记旨在帮助设计人员在高性能、多通道数据采集系统(DAS)设计中优化工业传感器与高性能ADC之间的连接电路。以电网监测系统为例,本文说明了使用MAX11040 Σ-Δ ADC的优势以及如何选择适当的架构和外围器件,优化系统性能。

引言

    许多高端工业应用中,高性能数据采集系统(DAS)与各种传感器之间需要提供适当的接口电路。如果信号接口要求提供多通道、高精度的幅度和相位信息,这些工业应用可以充分利用MAX11040等ADC的高动态范围、同时采样以及多通道优势。本文介绍了MAX11040的Σ-Δ架构,以及如何合理选择设计架构和外部元件,以获得最佳的系统性能。

高速、Σ-Δ架构的优势

    图1所示为高端三相电力线监视/测量系统,这类工业应用需要以高达117dB的动态范围、64ksps采样速率精确地进行多通道同时采集数据。为了获得最高系统精度,必须正确处理来自传感器(例如,图1中的CT、PT变压器)的信号,以满足ADC输入量程的要求,从而保证DAS的性能指标满足不同国家相关标准的要求。


图1. 基于MAX11040的DAS在电网监控中的应用

    从图1可以看到,采用两片MAX11040 ADC可以同时测量交流电的三相及零相的电压和电流。该ADC基于Σ-Δ架构,利用过采样/平均处理得到较高的分辨率。每个ADC通道利用其专有的电容开关Σ-Δ调制器进行模/数转换。该调制器将输入信号转换成低分辨率的数字信号,它的平均值代表输入信号的量化信息,时钟频率为24.576MHz时对应的采样率为3.072Msps。数据流被送入内部数字滤波器处理,消除高频噪声。处理完成后可以得到高达24位的分辨率。

    MAX11040为4通道同时采样ADC,其输出数据是处理后的平均值,这些数值不能像逐次逼近(SAR) ADC的输出那样被看作是采样“瞬间”的数值¹,²。

    MAX11040能够为设计人员提供SAR架构所不具备的诸多功能和特性,包括:1ksps采样率下高达117dB的动态范围;积分非线性和微分非线性(INL、DNL)也远远优于SAR ADC;独特的采样相位(采样点)调节能够从内部补偿外部电路(驱动器、变压器、输入滤波器等)引入的相位偏移。

    另外,MAX11040集成一个数字低通滤波器,处理每个调制器产生的数据流,得到无噪声、高分辨率的数据输出。该低通滤波器具有复杂的频率响应函数,具体取决于可编程输出数据率。输入端的阻/容(RC)滤波器结合MAX11040的数字低通滤波器,大大降低了MAX11040输入信号通道抗混叠滤波器的设计难度,甚至可以完全省去抗混叠滤波器。表1列举了MAX11040的部分特性,关于MAX11040数字低通滤波器或表中列出的特性指标的详细信息,请参考器件数据资料。

表1. MAX11040 ADC的关键指标

Part Channels Input range (VP-P) Resolution (Bits) Speed (ksps, max) SINAD (1ksps) (dB) Input impedance
MAX11040 4 ±2.2 24 64 117 High, (130kΩ, approx)

电力线应用对ADC性能的要求

    电力线监控应用中,CT (电流)互感器和PT (电压)互感器输出范围的典型值为:±10V或±5V峰峰值(VP-P)。而MAX11040的输入量程为±2.2VP-P,低于CT和PT互感器的典型输出。不过,可以利用一个简单的低成本方案将±5V或±10V互感器输出调整到MAX11040较低的输入量程以内,电路如图2所示。

    连接到通道1的电路代表一个单端设计,这种配置下,变压器的一端接地,通过一个简单的电阻分压器和电容完成信号调理

    对于共模噪声(该噪声在ADC的两个输入端具有相同幅度)比较严重的应用场合,推荐采用图中通道4所示差分连接电路。利用MAX11040的真差分输入大大降低共模噪声的影响。

    图2. MAX11040在电力线监控典型应用中的原理框图,图中给出了一个±10V或±5V输出的变压器接口。通道4接口电路采用差分设计,通道1采用单端设计。

    PT和CT测量变压器相当于低阻互感器(等效阻抗RTR通常在10Ω至100Ω量级)。为方便计算,以下示例中假设:变压器相当于一个有效输出电阻RTR = 50Ω的电压源;为便于演示,变压器可以由一个50Ω输出阻抗的低失真函数发生器代替,如图3所示。MAX11040的输入阻抗与时钟速率、ADC输入电容有关。连接适当的旁路电容C3,设定XIN时钟频率 = 24.576MHz,则得到输入阻抗RIN等于130kΩ ±15%,误差取决于内部输入电容的波动。

    R1、R2组成的电阻分压网络将±10V或±5V输入信号转换成ADC要求的±2.2V满量程范围(FSR)。为确保该电路工作正常,需要优化R1和R2电阻值,以及C1、C2和C3电容的选择,以满足±10V或±5V输入的要求。电阻R1和R2必须有足够高的阻抗,避免CT和PT变压器输出过载。同时,R2阻值还要足够小,以避免影响ADC的输入阻抗(R2 << RIN)。

    对于单端设计,图2中MAX11040通道1的输入电压VIN(f),可以利用式1计算:

式1. (式1)

式中:
VTR是CT和PT变压器的输出电压。
RTR是变压器的等效阻抗。
R1、R2构成电阻分压网络。
RIN是MAX11040的输入阻抗。
R2llRIN是R2和RIN的并联阻抗。
C3为输入旁路电容。
f是输入信号频率。
VIN(f)是MAX11040的输入电压。

    可以利用类似方法进行差分输入设计。

    为保持高精度电阻分压比和正确的旁路特性,应选取低温度系数、精度为1%甚至更好的金属薄膜电阻。电容应选取高精度陶瓷电容或薄膜电容。最好选择信誉较好的供应商购买这些元件,例如Panasonic®、Rohm®、Vishay®、Kemet®和AVX®等。

     MAX11040EVKIT提供了一个全功能、8通道DAS系统,评估板能够帮助设计人员加快产品的开发进程,例如,验证图2中所推荐的原理图方案。

    图3. 基于MAX11040EVKIT的开发系统框图,需要两个精密仪表对测量通道进行适当校准。测量结果可以通过USB发送到PC机,然后转换成Excel®文件作进一步处理。

    函数发生器产生的±5V信号连接到MAX11040的通道2,而另一函数发生器产生的±10V信号连接到MAX11040的输入通道1。电阻分压网络R1/R2和R3/R4对±5V或±10V输入进行相应的调整,使其接近ADC的满量程范围(FSR = ±2.2VP-P)。

    电阻分压网络R1和R2的取值以及旁路电容C1和C2的取值如表2所示,均由式1计算得到,接近最佳的输入动态范围(约±2.10VP-P)。该动态范围限制在0.05%相当高的精度范围,非常适合MAX11040。有关精度指标的详细信息,请参考MAX11040数据资料。

表2. 图3中的电阻和旁路电容计算

VTR
±VP-P
RTR
(Ω)
R1
(Ω)
R2
(Ω)
RIN
(Ω)
C3
(µF)
f
(Hz)
VIN
±VP-P
VADC
(VRMS)
Calibration
factor-KCAL
Calibration
factor error (%)
Calculations for nominal VTR and standard components (nominal) values
10 50 3320 909 130000 0.1 50 2.11268 1.4939 4.73301 0.70
5 50 2490 1820 130000 0.1 50 2.07026 1.46395 2.41516 0.99
Measured values for VTR, VIN, VINRMS with real components values and tolerances used in the experiment
9.863 50 ± 10% 3320 ± 1% 909 ± 1% 130000 ± 15% 0.1 ± 10% 50 2.09872 1.483899 4.699912 0
4.932 50 ± 10% 2490 ± 1% 1820 ± 1% 130000 ± 15% 0.1 ± 10% 50 2.06151 1.45833 2.3914 0
0 50 ± 10% 2490 ± 1% 1820 ± 1% 130000 ± 15% 0.1 ± 10% 50 0 0.00048 NA NA


    表2列出的计算值均来自式1的计算结果和图3定义的精确测量。表格顶部给出了式1在标称输入电压下的理论计算结果,选择标准的分立元件。表2底部给出了演示系统中实际测量的元件值以及测试误差,同时还给出了用于FSR校准和计算得到的KCAL系数,计算公式如下:

    校准系数KCAL按照式2计算:

KCAL = VTRMAX/(VADCMAX - VADC0) (式2)

式中:
VTRMAX是输入最大值,分别代表±5V或±10V输入信号。
VADCMAX是测量、处理后的ADC值,MAX11040评估板设置与图3相同,输入信号设置为VTRMAX。
VADC0是测量、处理后的ADC值,MAX11040评估板设置与图3相同,输入信号设置为VIN = 0 (系统零失调测量)。
KCAL (本实验中)是针对特别通道的校准系数,根据VADC计算输入信号VTR。

    KCAL误差计算显示只基于标称值的KCAL“理论值”可能与基于实际测量值计算的KCAL之间存在1%左右的误差。

    所以,只是依靠理论计算还不足以支持实际要求;如果设计中需要达到EU IEC 62053标准要求的0.2%精度,就必须对每个测量通道进行满量程(FSR)校准。

    表3所示结果验证了½ FSR输入信号的测量。利用高精度HP3458A万用表测量数据,利用式2中的校准系数KCAL得到ADC测量值和计算值。

表3. 验证½ FSR输入信号对应的测量结果

Generator Generator MAX11040 Calculation Verr Requirements
Nominal signal (½ FSR) VTR_m - signal measured by HP3458A VIN measured by ADC VTR_C = VIN × KCAL (VTR_M - VTR_C) × (100/VTR_C) IEC 62053
(VP-P) (VRMS) (VRMS) (VRMS) (%) (%)
Channel 1: ±5.000 3.4892 0.74259 3.490126 -0.026544 0.2
Channel 2: ±2.500 1.7471 0.7307 1.747384 -0.016265 0.2


    表3中的VTR_M表示输入½ FSR信号时的测量值,而VTR_C表示基于MAX11040测量值和KCAL处理、计算得到的数值。

    结果显示调理后的电路测量误差VERR低于0.03%,可轻松满足EU IEC 62053规范要求的0.2%精度指标。


图4. MAX11040EVKIT

    GUI允许用户方便地设置各种测量条件:12.8ksps、256采样点/周期和1024次转换。此外,GUI的计算部分提供了一个进行快速工程运算的便捷工具。

   测量结果也可以通过USB口传送到PC端,从而利用强大的(而且免费)的Excel进行详细的数据分析。

结论

    MAX11040等高性能多通道同时采样、Σ-Δ ADC非常适合工业应用的数据采集系统。这些新型ADC设计能够提供高达117dB的动态范围,有效改善积分非线性和微分非线性,采样速率高达64ksps。选择适当的信号调理电路,MAX11040能够满足甚至优于高级“智能”电网监控系统的指标要求¹。

关键字:ADC  多通道  数据采集  信号调理

编辑:金海 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/mndz/2010/1114/article_2702.html
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