580kHz定频电流模式步降DC/DC控制器ADP1864

2011-06-11 20:24:54来源: 互联网

美国模拟器件公司生产的固定频率电流模式DC/DC步降变换器控制器ADP1864与凌特公司的LTC1772和LTC3801引脚兼容。ADP1864输入电压Vin范围为3.15~14V,输出电压Vo为O.8V~Vin,输出电流可达5Ao ADP1864驱动一个P沟道MOSFET,效率可达92%。ADP1864的应用领域主要包括无线装置、1~3节锂离子电池供电的设备、机顶盒、处理器内核电源和硬盘驱动器等。

封装、引脚功能及工作原理

ADP1864采用6引脚TSOT封装,引脚排列如图1所示。

ADP1864的各引脚功能见表1 。

ADP1864的内部结构及应用中的外部元件连接如图2所示。图中,Cin和Co分别为输入和输出电容,Rcs为电流感测电阻,R3与C1为IC内部跨导误差放大器输出端(COMP)上的环路补偿网络,Q1为功率开关,D1和L1分别为降压二极管和电感器。

ADP1864内部振荡器(OSC)频率为580kHz。在每个振荡周期开始时,IC引脚6上的输出驱动Q1导通,L1中产生电流并且增加。当电流感测放大器电压等于在引脚COMP上的电压

时,内部触发器复位,PGATE脚上的电压变为高电平,Q1截止,电感电流减小,直到下一个振荡周期开始为止。

输出电压Vo在分压器电阻R2上的感测信号经IC的FB引脚输入到内部误差放大器的负输入端。误差放大器正输入端连接0.8V的参考电压VREF,误差放大器输出电压即是引脚COMP上的电压。

ADP1864提供软启动功能,可以限制输入浪涌电流、电感电流增加速率和输出电压过冲。ADP1864在负载短路时,引脚FB上的电压将迅速降低。当VFB

应用电路

对于图2所示的电路,设Vin=3.3V,Vo=2.5V,Io=2A,主要元件的选择如下:

1、R1/R2值的确定 ADP1864引脚FB上的门限电压VFB=VREF=0.8V,于是VFB=Vo(R2/(R1+R2))。因此 R1=R2× 图片4 ,若选取R2=80.6kΩ,则R1=170.4kΩ 。2、电感器L1电感值的选择 L1电感值L可按照L=计算,式中Alpk为电感器峰-峰值纹波电流,可选取其为输出电流的30%,△Ipk=0.31o=2A×0.3=0.6A;f为开关频率,f=580kHz;D为占空因数,D=(Vo+VD)/(Vin+VD),VD为D1正向压降,Vo=0.5V。因此,D=(2.5V+0.5V)/(3.3V+0.5V)=0.79。根据式得

3、电流传感电阻RCS值的确定 电流感测电阻Rcs上的峰值电流感测电压Vcs(PK)=O.125V,Vcs值可根据 。式中,SF为斜率因数,它与占空比D之间的关系如图3所示。由于D=0.79,从图3可知,SF=0.65。则

、功率MOSFET的选择 由于输入电压最小值仅为3.15V,Q1的极启动门限电压(Vt)至少为1V。Q1的额定电流(有效值)ID(rms)可由式 估算,由于占空比D=0.79,Io=2A,因此

Q1的额定电压应高于输入电压(3.3V)的50%,即不低于5V。

为降低Q1的功率耗散,其导通态电阻RCS(on)应远低于100mΩ。

5、肖特基二极管D1的选择 D1的正向压降Vd不应大于O.5V,平均电流1D(AV)可按式ID(AV)=(1-D)1o=(1-0.79)×2A=0.42A。

6、输入电容Cin和输出电容Co的选择 Cin典型值为10 μ F,为使其有较小的等效串联电阻(ESR),宜选用陶瓷电容器。

Co选择日本三洋公司的47 μ F低ESR的陶瓷电容器。对于ADP1864引脚COMP上的RC串联补偿网络,推荐R3=15kΩ,C1=470pF。

输入电压Vin=4.5~5.5V、输出为3.3V/2A的应用电路及元件选择如图4所示。

图5所示为电路效率与负载电流之间的关系曲线。由该曲线可知,当输入电压Vin为3.3V、输出为2.5V/2A时,效率超过88%。

关键字:电流  模式

编辑:eeleader 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/gykz/2011/0611/article_6631.html
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