有限双极性控制ZVZCSPWM全桥变换器

2011-03-10 08:40:46来源: 互联网

摘要:研究了一种有限双极性控制ZVZCSPWM全桥变换器,分析了电路原理,给出了一个应用实例。

关键词:有限双极性控制;零电压零电流开关;全桥变换器

   

1  引言

    全桥移相ZVS变换器近年来得到广泛注意。然而,这种控制方法有几个明显的缺点:

    1)由于存在环流,开关管的导通损耗大,轻载下效率较低,特别是在占空比较小时,损耗更严重;

    2)输出整流二极管存在寄生振荡;

    3)为了实现滞后桥臂的ZVS,必须在电路中串联电感,这就减小了有效占空比,增大了原边电流定额。

    为了解决这些问题,人们对全桥移相ZVZCS变换器进行了大量研究。其主要思路是超前桥臂实现ZVS,滞后桥臂实现ZCS。这样在很大程度上解决了原先全桥移相ZVS变换器存在的一些问题。如环流在很大程度上减小乃至消除了;由于不需要外加电感,有效占空比减小等问题随之就不存在了。实现滞后桥臂的ZCS,总的来讲,可以分成有源和无源两种方法。采用副边有源钳位的ZVZCS方法[1]增加了成本,并由于需要复杂的隔离驱动而降低了可靠性。无源的方法又有副边无源钳位[2]和原边无源钳位[3][4],也可以原副边的无源钳位同时加上,这样效果更好。

    但移相控制本身还有一个难以克服的缺点,即死区时间不好调整。当负载较重时,由于环流大,超前桥臂功率管上并联的电容放电较快,因此实现零电压导通比较容易,但当负载较轻时,超前桥臂功率管上并联的电容放电很慢,超前桥臂的开关管必须延时很长时间后导通才能实现ZVS导通。专用的移相控制芯片如UC3875等很难调整这个死区时间。本文研究了一种称为有限双极性控制的控制方法,配合上面的ZVZCS PWM全桥拓扑,能实现超前和滞后桥臂全范围的ZVZCS。

2  ZVZCS PWM全桥电路有限双极性控制过程分析

    有限双极性控制ZVZCS PWM全桥电路功率部分如图1所示。Q1~Q4四个功率管(内带续流二极管)组成一个全桥电路。其中,Q1、Q2组成超前桥臂,两端分别并联有吸收电容C1、C2,用来实现Q1、Q2的ZVS。L1为高频变压器的漏感。Cb为隔直电容,用来实现滞后臂(由Q3、Q4组成)的ZCS。

图1  ZVZCSPWM全桥电路示意图

    在有限双极性方法控制下,Q1~Q4的驱动时序见图2。其中ug1、ug2为脉宽可调的定频变宽脉冲;ug3、ug4为互补方波,频率、脉宽固定。当然考虑到直通的问题,ug3、ug4不能同时为1,要错开一个固定的死区时间。ug1、ug4的上升沿(表示Q1、Q4开始导通)一致,ug2、ug3的上升沿一致。uAB表示加在隔直电容及变压器两端的电压。由于超前桥臂并联电容的存在,变压器端电压在下降时不会突然到零,而是有个过渡过程,其时间取决于并联电容的大小及负载电流等条件。ip为变压器绕组电流。ucb为隔直电容Cb上的电压,其幅值取决于Cb大小及其它条件,Cb越小,ucb幅值越大,ZCS实现得越好,但同时开关管电压应力又增大,因此Cb不能太小,一般要让ucb最大值小于直流输入电压的10%。

图2  全桥电路有限双极性控制时序及各变量响应图

    电路工作过程分析如下:

    1)t0时刻Q1、Q4同时导通,变压器原边电流ip开始上升,流向是从Q1到L1、变压器、Cb、Q4。功率从原边流向副边,同时隔直电容Cb上的电压开始上升。为了简化分析,暂不考虑变压器的励磁电流和副边电流Io的波动,因此变压器原边电流ip(t)为

    ip(t)=Ipo=Io/n(1)

式中:n为变压器原副边匝比。

    当然,实际电路中由于副边整流二极管的反向恢复过程,ip(t)上升沿有一个尖峰,见图2。

    Cb两端电压ucb(t)为 

ucb(t)=-ucbp(2)

式中:ucbp为电容Cb上最大电压。

    2)在t1时刻Q1关断,Q1的关断是ZVS关断,原边电流ip通过C1(充电)、C2(放电)继续按原方向流动。C2经过一段时间的放电,在t12时刻C2上的电压降到零,Q2上的反并联二极管开始导通续流。此阶段电容C2两端电压uc2(t)变化过程为

    uc2(t)=Ipot/(C1+C2)(3)

    并有

    t12-t1=E(C1+C2)/Ipo(4)

式中:E为直流输入电压。

    3)由于Cb上的电压作用,在t2时刻环流衰减到零,原边电流变化过程为

    ip(t)=Ipo-ucbpt/L1(5)

该状态持续时间(即环流时间)为

     t2-t12=IpoL1/ucbp(6)

    此时ucb(t)达到最大值UCbp。由式(2)可近似得到

    t2-t0=2UCbpCb/Ipo(7)

    4)在t2~t23时刻,电容Cb上的能量通过变压器漏感对Q2的输出电容充电,由于时间常数很小,可认为该过程响应速度很快,谐振过程很快结束。稳定时Q2两端电压保持为UCbp。

    5)t23时刻Q4关断,显然,由于此时Q4上电压电流均为零,因此Q4是ZVZCS关断。经一个固定的死区时间后,在t3时刻,Q2、Q3同时导通,由于此时Q2两端电压为UCbp,由设计可保证UCbp<10%E,且环流已衰减到零,因此可近似认为Q2是ZVZCS导通。而Q3是硬开关导通,而且Q3导通时其两端电压大小约为直流输入电压大小。而在普通硬开关工作方式下Q3导通时其端电压是直流输入电压的一半,因此ZVZCS控制模式下Q3导通时输出电容上的能量损耗反而比普通硬开关状态下大,这是这种方法最大的缺点。为了减轻该缺点所带来的不利因素,Q3、Q4可选输出电容较小的功率管如IGBT。

    6)在t3时刻之后电路工作过程和t0~t3时类似,这里就不详细分析了。

3  全范围实现ZVS和ZCS的约束条件

    由式(2)可以看到,在占空比一定时,隔直电容Cb越小,UCbp越大,由式(6)可看到,变压器漏感越小、ucbp越大,则环流时间越短,因而ZCS实现得越充分。将式(7)代入式(6),并设t12-t0=DT/2(D为占空比,T为开关周期),则有

    t2-t12=4CbL1/DT(8)

    可见在电路参数固定的情况下,环流时间是一个固定值,不依赖于负载。实验也表明,适当减小开关频率,从而使DT变大,可使环流时间t2-t12减小,有利于ZCS的实现。

    由式(4)可看到C1、C2越大,超前桥臂由导通转截止后,C2上电压降到零的过渡时间越长,因而ZVS实现得越好。而且负载越轻(Ipo越小),过渡时间越长。而移相控制由于超前桥臂上下两个开关管的导通基本是互补的,因此在轻载时很难实现开关管的ZVS导通。而相比之下,有限双极性控制方法就显出它的优越性。如当Q1关断后,Q2导通时刻由移相控制时的t12~t3时刻推后到了t3时刻,可以充分保证只有当Q2的续流二极管导通后才使Q2导通,从而保证全范围的ZVS。实验证明,在正确设计好电路参数后,超前桥臂的ZVS实现得相当好。

4  应用实例

    这种有限双极性控制的ZVZCSPWM全桥变换器,已应用到一种3kW(48V/50A)通信电源模块的设计当中。具体参数为:输入220V/15A;输出56.4V(最大)/53A(最大);开关工作频率60kHz;功率管为IRG4PC50W(高速型IGBT);变压器原副方匝数比为24/4;输出滤波电感40μH;输出滤波电容5000μF。由于没有专用的芯片,因此采用UC3825+CD4042合成所需要的逻辑。原理图如图3所示。

图3  有限双极性控制逻辑生成电路实例

    UC3825A是一种峰值电流型控制芯片,在控制环路中加入电流环后,电源具有响应速度快,保护迅速,源效应和负载效应好等优点。模块整机功率因数为0.99,效率90%,重约10kg。该产品已成功运行于某移动通信基站现场。

5  结语

    有限双极性控制ZVZCSPWM全桥变换器,能实现全范围的ZVS和ZCS开关,提高了电源的效率,减小了输出纹波和电磁干扰。实践证明了这种控制方法的可靠性。

关键字:控制

编辑:eeleader 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/gykz/2011/0310/article_5024.html
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