非平衡条件下三相逆变电源相位对称性的研究

2007-03-09 19:03:27来源: 互联网
摘要:针对常规三相逆变电源不能满足任意不平衡负载的缺点,提出了一种组合式三相逆变电源,其电路和磁路完全解耦。各相电压独立调节,相位分别采用锁相环进行闭环控制,使输出电压的相位跟踪各自的基准相位,保证了输出电压和相位的对称性。实验证明了电路设计的正确性,该方案已应用到SFC—D系列逆变电源中。 关键词:不平衡负载;相位对称性;相位反馈;锁相环;稳定性 0 引言 对于三相逆变电源供电系统,如果三相负载是平衡的,对电源输出相位的对称性不构成影响。倘若三相负载不平衡,由于电源相与相之间在电路和磁路上都存在耦合关系,这就势必要影响到三相电源输出相位的对称性,使之偏离120%26;#176;的对称关系。相位的不对称随之也引起线电压的不对称,负载的不平衡度越严重,影响越大。以致负载不能正常工作,仪表及军事装备的性能不能正常发挥。针对常规逆变电源存在的这一实际问题,本文提出了相位反馈,用锁相环将输出电压的相位与基准相位比较,实现闭环控制的方案。设计了相关的电路,并进行了电路实验,较好地解决了这一问题。使逆变电源的供电特性得到提高,有效地拓宽了对负载的适用范围。 1 相位跟踪锁定的基本原理 图1(a)是一台逆变电源的输出电路示意图[1],虚线框内为输出端交流滤波器。将每相输出滤波器的串联阻抗与逆变器的输出阻抗合并,以A相为例其串联等效阻抗可表达为 ZAS=RAS+jωLAS (1) 式中:RAS、LAS分别为等效串联电阻和电感。 负载不平衡时逆变电源输出端电压矢量图如图1(b)所示,可以看出尽管逆变器输出电压UAt,UBI,Uc1对称,而负载端的UA,UB,UC已不再对称,常规逆变电源是无法克服这一弊端的。在图1(c)的矢量图中,尽管负载不平衡,UA,UB,UC仍为对称的,而逆变器的输出电压UAI,UBI,UCI却是不对称的,这就是说,在负载不对称的情况下,可以在逆变器输出端进行校正。只要分别动态地实时控制各相的相位重新回到对称位置,就可以维持电源输出端的相位总是处于对称状态。基于这种设计思想,相位控制电路组成框图如图2所示。以A相为例,它由信号调理、电子开关、锁相环路、正弦脉宽调制器等组成。基准相位发生器产生二相互差120度的参考相位信号Uir(i E a,b,c)。 2 电路的设计与实现 2.1 信号调理与电子开关电路 电路如图3所示。在电源的输出端由取样变压器降压隔离后的相位反馈信号Uar,经跟随器A1缓冲隔离,送到比较器A2同相端。为保证A2的输出端在无信号反馈时稳定无振荡(如检修或逆变器不工作),且有一个确定的高电平,三相的调理电路统一设置一个参考电平—Uref,—Uref其实是一个超前补偿电平,因而还可以提高相位反馈环路的响应速度,并不影响相位检测的精度,而且也避免了比较器在过零点的抖动。设计选用高输入阻抗,高共模抑制比,低漂移,低功耗,速度适中的集成运算放大器TL082作跟随器和比较器。R3,D1用以削去负向方波。调理后的信号为Uaf。 当高压整流电路,控制电路等低压电源均已上电工作,主电路处待逆变状态时,输出端无输出,因而信号调理电路无反馈输入。PLL虽有基准相位方波Uar,但无比较对象,PLL处在失锁状态。电子开关的作用就是将压控振荡器(VCO)的输出经N1分频后的Uvi接入。构成内环的闭环锁相,由此决定SPWM电路中参考正弦的相位。控制电路产生的驱动信号处于待发送状态。逆变启动后,逆变输出Uaf反馈至信号调理电路产生Uar,电子开关再将Uaf切换至PLL与参考相位Uar进行相位比较,构成外环的相位反馈控制,断开内环的UNI信号。其波形关系如图4所示。电子开关由组合逻辑电路完成,这里不再详述。 2.2锁相环的应用 锁相环是整个方案设计的重点,电路如图5所示。由锁相环[2][3]的理论知,锁相环是利用相位差产生控制信号,从而消除相位偏差,所以,锁相环的输人量是基准相位信号Uir的相位,输出量是逆变器输出电压Uar(i Ea,b,c)的相位。因为Uir的频率是固定的,可设基准输入相位为Wit+oi压控振荡器(VCO)的数学模型为 ωt(t)=ω0+k0uc(t) (2) 式中:Uc(t)是VCO的控制电压; Wo为VCO的固有频率; Ko为VC0的控制灵敏度。 环路反馈的瞬时相位θf(t)是ωr(t)的积分,即θf(t)=ωot+Kouc(t)/p,可以推得频差和相差的关系为 θe(t)=△ωo(1-e-h)/K+θe(O)e-kt (3) 式中:第一项为零状态响应,第二项为零输入响应,θe(O)为起始相位差。 对式(3)的进一步分析表明,因锁相环基准相位信号Uir(t)的频率是固定的,可以消除频差。但存在一定的相差Or(t),Oe(t)能否消除,取决于环路低通滤波器(LPF)的特性。若LPF能产生一个△Wo/k的控制电压,则Oe(t)=0。因此,环路滤波器的参数对整个环路的动静态性能影响很大,设计时可以通过调整参数来获得想要的性能。由R3,R4,C1构成无源比例积分器,其开环传递函数为 Ho(s)=K(l+t28)/s(l+t1s) (4) 式中:τ1=(R3+R4)C1,τ2=R4C1。 由于逆变器和输出滤波器均是滞后环节,寄生相移的影响使实际的相位裕量可能小于零,环路将处于不稳定状态。分析表明[4],二阶环路的相位裕量y随阻尼比f的增大而增大,超调量Mp随f的增大而减小。 3 实验结果 逆变电源的输出频率通常是稳定不变的,不存在频率的跃变。设计适当的电容电阻(C1,R3,R4)参数,可使起始频差很小,能快速进入捕捉带。基于上述设计思想,应尽可能地增大f,而减少ωn(环路的自然谐振频率),且ωc(级通滤波器的截止频率)和Wn在同一个数量级。通频带的减小有利于干扰的抑制,相位裕量的增大有利于环路的稳定。这对逆变器来说至关重要。环路的调节时间不必苛求,稳态跟踪误差达到指标要求即可。通常时间常数T1,T2的选取原则为:T1>1/f1(f1为参考频率),T1>10T2。经多次优化,选取了一组环路低通滤波器的有关参数进行了综合设计: τ1=3.5 s,τ2=O.1 s,ξ=3.5,N=32(环路的分频比),因为 通常选取ωn 采用通用型集成电荷泵锁相环CD4046和相应电路在一台三相12 kw、400Hz、127 V/220V的实验样机上进行了电路试验。图6为A相额定负载,其余两相空载时,A相输出Uaf跟踪参考相位Uar的波形(图中Uar 5v/格,Uaf 50V/格)。 4 结语 在SFC—D系列组合式变频电源[5]中,采用了上述相位控制方案。即使三相负载100%的不对称也能够保证相位的对称性,并且每相可分别作为单相电源使用而相位的对称性不受影响,使电源的应用范围更加扩大,提高了装置的性价比。应用表明,整个方案的设计正确,结果令人满意。
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