多路隔离输出的车载辅助电源设计

2007-03-09 19:03:27来源: 互联网
摘要:设计了一种多路隔离输出的车载辅助电源.采用UC3842控制芯片的多路输出反激变换器。结合试验样机和试验结果,分析了电路的工作特点、变压器的设计要求。该变换器的效率高、体积小、具有过载与短路保护等优点。 关键词:反激变换器;连续工作模式;断续工作模式;辅助开关电源 O 引言 反激变换器具有电路结构简单、输入输出电气隔离、电压调节范围宽、易于多路输出等特点,因而适合于电力电子设备内的辅助开关电源。本文所设计的开关电源系统是一种小型车载电源,通过蓄电池供电,为车内的主控制系统、驱动系统、通信系统等提供所需的辅助电源,此电源具有多组隔离输出、结构简单、性能可靠、成本低廉等特点。 开关电源的控制电路可分为电压控制型和电流控制型,前者是一个单闭环电压控制系统,系统响应慢,很难达到较高的电压调整率;后者是一个电压、电流双闭环控制系统,较电压控制型有不可比拟的优点。因此,本文所设计的电源选择了UC3842电流型控制器作为隔离开关稳压电源的核心。 1 UC3842 PWM控制器简介 UC3842是一种高性能的固定频率电流型控制器,单端输出,可直接驱动MOSFET,具有管脚数量少、外围电路简单、安装与调试简便、性能优良、价格低廉等优点。通过高频变压器与供电电源隔离,非常适于20~50W的小功率的辅助电源,其内部结构如图l所示。它具有两个控制环路,一个是输出电压反馈误差放大器,用于同基准电压比较后产生误差电压;另一个是变压器原边中的电流在采样电阻上产生的电压与误差电压进行比较调节调制脉冲的宽度,这些都是在时钟所限定的固定频率下工作。其主要特点如下。 1)良好的负载调整率 因为误差放大器可专门用于控制由于负载变化造成的输出电压变化。 2)电压调整率好,可达到0 01%/V 这是由于输入电压的变化可立即反映为变压器原边电流的变化,它不经过任何误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度,再加上一级输出电压至误差放大器控制,能够使电压调整率更好。 3)过流保护电路的简化由于采样电阻上的信号对应变压器原边电流的峰值,所以形成逐个脉冲限流电路,只要采样电阻上电压达到1V,脉宽调制器就立即关闭,而这种峰值电流检测技术可以灵敏地、精确地限制输出的最大电流。 4)误差放大器补偿电路简单,稳定度提高并改善了频率响应这是由于采样电阻上检测的峰值电流值能代表其平均值大小,整个电路可以看作一个误差电压控制源,变换器由双极点变为单极点。 5)采用电流环的自动稳流电流峰值控制可改善开关调节系统的稳定性和瞬态特性,当系统受到扰动影响时,只要被检测的电流发生变化,就立即反映到控制电路中,使之自动调节,而不会象单环调压系统那样要等输出电压发生变化后,才调节控制端,双闭环控制系统很好地提高了稳压电源的响应速度。 6)欠压锁定电路其开启电压为16V,关闭电压为10V,UC3842的电源可以由高压直流电通过一个降压电阻来提供,6V的启动关闭电压回差可以有效地防止电路在阈值电压附近工作时的振荡:在UC3842的输入端设有一个36V齐纳管,保证内部电路绝对工作在36V以下,防止可能高压带来的损坏。 7)图腾柱式输出 UC3842输出给开关管的平均电流为%26;#177;200mA,最大峰值电流可达l.OA,输出低电平为1.6V,输出高电平为13.4V,故适合驱动双极晶体管或者MOSFET。芯片内部设置有PWM锁存器,可保证输出端在每个振荡周期内仅出现一个单控制脉冲,防止噪声干扰和功率管的超功耗。 2 电路设计 本文设计的多路输出反激变换器,输人为24V铅酸蓄电池,直流输出有4路(+14.5V%26;#215;2、+5V、一14 5V),一路交流母线方式输出(14 5V),可以扩展多路隔离输出。设计原理如图2所示。 2.l 启动电路设计 由R11、C7、C8组成芯片启动网络。当系统上电时,由蓄电池直流电提供给芯片脚7大于16V的电压,使得UC3842开始正常工作。 2.2工作频率设定 UC3842的工作频率由式(1)设定,即 式中:R为脚4与脚8间电阻,CT为脚4接地电容。 UC3842的工作频率很宽,最高工作频率为500kHz。本设计取:RT=43 kΩ,CT=lnF;则fs=42kHz。 2.3 高频变压器的设计 高频变压器具有储能、隔离的作用,所以在反激变换器设计中,变压器的设计是关键。在磁芯大小、原边电感值、气隙大小、原边线圈的匝数以及各个耦合绕组的绕法等问题都需要仔细计算和考虑。为了减少变压器的体积和降低损耗,一般采用高频低耗的磁芯。高性能功率铁氧体磁芯具有高初始磁导率μi、低矫顽力Hc、高饱和磁感应强度鼠、低剩磁Bt、高电阻率p和高居里温度θc,等优点。磁导率高,则变压器工作时励磁电流就小;矫顽力低,则磁滞损耗比较小;饱和磁感应强度高、剩磁低,则变压器工作时磁通变化范围可以较大,相应减小了变压器的体积;电阻率高,则高频工作时涡流损耗比较小;居里温度高,变压器工作温度可以相应提高。但是,以上各项要求在同一种磁性材料中不可能同时得到满足,要视具体应用进行选择。 本设计选用国产NCD LP2材料的铁氧体磁芯,它主要适用于20~150 kHz的中高频开关电源中,在此频率范围内材料具有很低的磁芯损耗,且损耗呈负温度系数,因而可有效抑制变雎器的温升。EER28型磁芯外形如图3所示,外形尺寸如表l所列,性能如表2所列。 在磁芯里增加气隙有两个作用:一是使得磁滞回线倾斜,可以降低磁导率,以便在选择一定线圈匝数时,可以得到所设计的变压器的电感值;二是可以在增大线圈电流值的情况下磁芯也不易饱和。变压器原边电感是个很重要的参数,它的值赢接影响整个电源的性能,原边线圈的导线应尽可能粗,这样可以有效地减少集肤效应。所加的气隙不能太小,否则磁芯易饱和;同时也不能太大,否则将引起原边漏感增大而致使线圈发热,增大损耗。 反激变压器的各个参数的设计如下。 首先确定输出功率,设定工作的占空比(此处取O.33)。在确定工作频率的基础上可得输出功率Po为 式中:Lp为变压器原边电感值; Ipk为原边电感电流峰值。 变换器工作在断续状态模式,则有 式中: 为最大占空比)为开通时间; Vin为原边输入电压值。 由式(2)和(3)可得 因为输出电压为一方波,一个导通周期的伏秒特性与原边匝数的关系为 式中:Bw为变压器磁芯的工作磁通密度,对于磁芯工作磁通密度,一般由饱和值Bs决定,取值稍低于磁化曲线的拐点,Bw取值过高则易使得磁芯饱和,取值过低则降低变压器的利用率,此处取Bw=O.6Bs; Ae为变压器磁芯的有效截面积。 对于二次侧的各个绕组按输入最低电压Vin-min和最大占空比计算,则 式中:Voi为输出支路电压; VD为二次侧整流二极管压降; VL为绕组压降,可忽略不计; Ni为相应输出支路的匝数。 在不考虑边缘磁通和磁芯磁阻的前提下,变压器磁芯气隙长度由式(7)确定,即 根据所设计电路:Po=20 W,Vin=24~26V,fs=42 kHz,Dmax=O.33,采样电阻Rs=0.125Ω的要求;可以计算出Ipk=5 A,Lp=38μH,ιg=0.46mm,N1=13,N2=17(+14.5 V反馈支路),N3=17(一14.5 V支路),N4=17(单路+14 5V),N5=7(单路+5V),N6=17(14.5 V交流母线)。变压器原边用#26AWG漆包线(两股),副边均采用单股#26AWG漆包线。 2.4 缓冲保护电路的设计 在所设计的电路中Rl0、D3、C4组成的缓冲保护网络,可以有效地防止功率开关管关断过程中承受大的反压。 由式(8)可得各个参数的具体数值。 式中:VDS是MOSFET的漏源极间的最大电压值; Is是漏极最大电流值。 此电路中VDS=42V,Is=5 A,由此可得R10=30Ω,C4=68 nF,PR10=3W 。 3 试验分析 基于以上的设计步骤,研制了试验样机并进行了试验。图4中分别为反激变换器工作在断续模式(DCM)下的开关管驱动波形、vDS电压波形和采样电阻上的波形。 由图4可知,在开关管上加上缓冲保护电路后,使得开关管所承受的应力大大减小,vDS。的波形更加趋近于理想情况,很好地起到了对开关管的保护作用。 图5中分别为反激变换器工作在连续模型(CCM)下的开关管驱动波形、vDS电压波形和采样电阻上的波形。 由图5可知,变压器原边电流的上升率在两种工作状态下是一致的,可以看到在额定负载和轻载下电路自身的调节作用的稳定性和准确性。 电压调整率的测试结果如表3所列,所设计的反激变换器在不同的负载条件下,反馈支路输出电压的变化率控制在1.5%以内,为所需供电设备提供了优良的稳压电源。 如表4所列,当电路工作在输入电压24V额定功率时,测得变换器的效率为83.9%,很好地达到了高效率的要求。   4 结语 本文提供了一种小型车用辅助电源的设计思路,由多路输出反激变换器为车内各个设备提供所需的电源,详细地介绍了UC3842的工作原理以及电路各个参数的设计原则。通过试验样机实现了多路隔离输出的小型车用辅助电源,试验结果显示,它是一种性能优良的电流控制型脉宽调制器,适合于小型的开关电源设计。
编辑: 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/designarticles/power/200703/8870.html
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