改进型全桥移相ZVS-PWMDC/DC变换器

2007-03-09 19:03:27来源: 互联网
摘要:介绍了一种能在全负载范围内实现零电压开关的改进型全桥移相ZVS-PWMDC/DC变换器。在分析其开关过程的基础上,得出了实现全负载范围内零电压开关的条件,并将其应用于一台48V/6V的DC/DC变换器。 关键词:全桥DC/DC变换器;零电压开关;死区时间 引言 移相控制的全桥PWM变换器是在中大功率DC/DC变换电路中最常用的电路拓扑形式之一。移相PWM控制方式利用开关管的结电容和高频变压器的漏电感作为谐振元件,使开关管达到零电压开通和关断。从而有效地降低了电路的开关损耗和开关噪声,减少了器件开关过程中产生的电磁干扰,为变换器提高开关频率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的条件。同时保持了电路拓扑结构简洁、控制方式简单、开关频率恒定、元器件的电压和电流应力小等一系列优点。 移相控制的全桥PWM变换器存在一个主要缺点是,滞后臂开关管在轻载下难以实现零电压开关,使得它不适合负载范围变化大的场合[1]。电路不能实现零电压开关时,将产生以下几个后果: 1)由于开关损耗的存在,需要增加散热器的体积; 2)开关管开通时存在很大的di/dt,将会造成大的EMI; 3)由于副边二极管的反向恢复,高频变压器副边漏感上的电流瞬变作用,在二极管上产生电压过冲和振荡,所以,在实际应用中须在副边二极管上加入R-C吸收。 针对上述问题,常见的解决方法是在变压器原边串接一个饱和电感Ls,扩大变换器的零电压开关范围[2][3]。但是,采用这一方法后,电路仍不能达到全工作范围的零电压开关。而且,由于饱和电感在实际应用中不可能具有理想的饱和特性,这将会导致: 1)增加电路环流,从而增加变换器的导通损耗; 2)加重了副边电压占空比丢失,从而增加原边电流及副边二极管电压应力; 3)饱和电感以很高的频率在正负饱和值之间切换,磁芯的损耗会很大,发热严重。 改进型全桥移相ZVSPWMDC/DC变换器是针对上述缺点所提出的一种电路拓扑[4][5][6]。它通过在电路中增加辅助支路,使开关管能在全部负载范围内达到零电压开关,它在小功率(<3kW)电路中具有明显的优越性。由于在移相控制的全桥PWM变换器中,超前臂ZVS的实现相对比较简单,所以本文将不分析超前臂的开关过程,而着重分析滞后臂在增加了辅助支路以后的开关过程及其实现ZVS的条件。 1 改进型全桥移相ZVS-PWMDC/DC变换器 1.1电路拓扑 图1所示是一种改进型全桥移相ZVSPWMDC/DC变换器,与基本的全桥移相PWM变换器相比,它只在滞后臂增加了由电感Lrx及电容Crx两个元件组成的一个辅助支路。 在由Lrx及Crx组成的辅助谐振支路中,电容Crx足够大,其上电压VCrx应满足 则电感Lrx上得到的是一个占空比为50%的正负半周对称的交流方波电压,其幅值为Vin/2。电感上的电流峰值ILrx(max)为 式中:Vin为输入直流电压; Ts为开关周期。 电路采用移相控制方式,它的主电路工作原理也和基本的全桥PWM变换器完全一样。而辅助支路的存在,可以保证滞后臂开关管在全部负载范围内的零电压开通和关断。 1.2电路运行过程分析 由于移相控制的全桥PWM电路在很多文献上已经有了详细的探讨,所以本文不具体地分析其工作过程,只讨论滞后臂开关管的开关过程及其达到零电压开关的条件。为了便于分析,假设: ——所有功率开关管及二极管均为理想器件; ——所有电感及电容均为理想元件; ——考虑功率开关管输出结电容的非线性,有C1=C2=C3=C4=(4/3)Coss,并记C3+C4=C; ——考虑变压器的漏感Llk; ——由于电感Lrx及电容Crx足够大,可以认为电感Lrx上电流iLrx在死区td内保持不变。 1)t0时刻之前 在t0时刻之前,如图2所示,变压器原边二极管D1,开关管S3,变压器副边二极管D5处于导通状态,变压器原边电流ip通过二极管D1和开关管S3流通,并在输出电压nVo的作用下线性下降,电路处于环流状态,实际电流方向与电流参考方向相反。在t0时刻,变压器原边电流ip(t0)为 式中:I1是副边输出滤波电感Lf电流最小值反射 到原边的电流值,显然,I1的大小取决于负载情况。 此时,辅助支路电感Lrx上电流ILrx(t0)为 iLrx(t0)=ILrx(max) (4) 2)t0~t1时间段 在t0时刻,开关管S3在电容C3及C4的作用下零电压关断。从t0时刻开始,电路开始发生LC谐振,使C3充电,C4放电,此阶段等效电路如图3所示,其中C为C3与C4的并联,变压器原边电压及电流为vp和ip,电容C上的电压及电流为vc和ic。在这时间段分别为 vp=Llk (5) ic=C (6) vp+vc=Vin (7) ip-ic=ILrx(max) (8) 初始条件为 ip(t0)=-I1,vc(t0)=Vin 解方程式,并代入初始条件可得 式中:ω=1/为谐振角频率。 这一谐振过程直到t1时刻,电容C4上的电压谐振到零,二极管D4自然导通,这一过程结束。这一时间段长度为 t1=arcsin (13) 此时 ip(t1)=-(ILrx(max)+I1)cosωt1+ILrx(max)=I2 (14) 3)t1~td时间段 在t1时刻,D4导通,变压器原边电流ip在输入电压Vin作用下线性上升。此阶段等效电路如图4所示。在这时间段有 vp=Vin (15) ip=I2+(t-t1) (16) 此过程可分为以下两种情况。 (1)在死区td结束时,ip(td)≤I1,则在td时刻,原边电流为 ip(td)=I2+(td-t1) (17) (2)设在t2时刻(t22I1时, ILrx(max)≥I1+Ix (22) 式中:td为死区时间; Ix为满足在死区时间内完成S3充电,S4放电所需要的最小电流。 Ix=CVin/Ld (23) 可见,只要在 I1(t)=(1/2)[Vin/Llk]ld (24) 时,电路能满足ZVS条件,那么电路在全部负载范围内都能实现ZVS。 根据以上分析,满足滞后臂在全部负载范围都能实现ZVS的条件为 ILrx(max)≥I1(t)+Ix (25) 则辅助支路电感Lrx为 Lrx≤(VinTs)/8Llrx(max) (26) 假设在整个工作过程中电容Crx电压变化不超过5%输入电压Vin,则有 Crx≥ILrx(max)Ts/(4%26;#215;5%Vin) (27) 2 实验结果 利用以上分析应用于一48V/6V实验电路,该电路的主要数据为: 1)输入直流电压Vin=48V; 2)输出直流电压Vo=6V; 3)满载输出电流Io(max)=40A; 4)主电路开关频率fs=50kHz; 5)死区时间td=200ns; 6)变压器变比n=10∶2; 7)变压器漏感Llk=2.2μH; 8)主开关管采用IRF530,输出结电容Coss=215pF。 根据以上分析,利用式(23)~式(27),辅助谐振支路的参数为 Lrx=50μH,Crx=5μH 图5,图6及图7是该实验电路滞后臂在开关过程中的开关管电压vDS和驱动电压vGS的实验波形。由图可见,开关管在全部负载范围内实现了零电压开关。 3 结语 本文所讨论的改进型全桥移相ZVSPWMDC/DC变换器不仅保持了全桥移相PWM电路拓扑结构简洁、控制方式简单的优点,而且保证了滞后臂在全负载范围内实现零电压开关。同时,辅助支路是无源的,容易实现且基本上不影响变换器的可靠性。
编辑: 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/designarticles/power/200703/12476.html
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