基于IC控制器FAN4810的500WPFC电源的设计

2007-03-09 19:03:27来源: 互联网
摘要:介绍了PFC控制器FAN4810的主要特性,同时给出了基于FAN4810的500W高性能PFC预调节器的设计程序与方法。 关键词:FAN4810;PFC变换器;电路设计 引言 将基于功率因数控制器的有源功率因数校正(PFC)预调节器应用于分布式电源系统的前端时,能使非线性负载呈现纯电阻性,迫使桥式整流器的输入电流正比于输入电压,并且与线路电压保持同相位,因而线路功率因数几乎达到1。有源PFC预调节器的DC输出电压必须高于AC线路电压的峰值。对于270V的AC最高输入线路电压,PFC升压变换器的DC输出稳定电压通常是385V或400V。基于美国飞兆半导体公司功率因数控制器FAN4810的PFC升压变换器,有着宽输入电压范围和宽输出功率电平,符合IEC100032规范和UL1950标准,具有超快速PFC响应。本文简要介绍了PFC控制器FAN4810的主要特点,给出了完整的应用电路,重点介绍了利用FAN4810控制器的500WPFC预变换器设计。 图1 1 FAN4810的基本结构及主要特点 FAN4810采用16引脚DIP和16引脚SOIC封装,芯片电路组成框图如图1所示。 FAN4810是一种平均电流、连续升压前沿PFC控制器,其主要特点如下: 1)含有TrifaultDetectTM功能,符合UL1950安全标准。万一反馈通路失效,反馈脚VFB上电压太高、太低或开路,三故障(Trifault)检测电路将终止PFC驱动; 图2 2)压摆率增强的跨导电流误差放大器(IEA),提供超快速PFC响应; 3)内置增益调制器,并且有3个输入,即AC线路电流参考输入IAC、AC线路电压检测输入VRMS和PFC输出电压反馈误差放大器(VEA)输出VEAO,这种3输入增益调制器,对PFC起核心控制作用; 4)带有输出过电压保护(OVP)、输入电压过低(brownout)保护、VCC欠压锁定(UVLO)、峰值电流限制和软启动功能;5)带开/关PWM时钟输入(脚CLKSD)和同步时钟输出(脚CLKOUT); 6)VCC启动门限为13V,关闭门限是10.8V,启动电流约200μA,在VCC=15V下的工作电流约5.5mA; 7)栅极驱动电流容量达%26;#177;1A。 2 应用电路与设计 2.1 应用电路及操作 图2示出了由FAN4810组成的一个500W有源PFC升压变换器电路。 在接通AC线路电源后,当电容C15通过R13和R14被充电到13V时,FAN4810启动。启动时,在PFC开关Q1导通之前,为保证PFC操作,通过二极管D2的电流迅速对C5充电到AC线路电压峰值。当Q1关断时,C5上电压经L1升压至400V。升压电感器L1的辅助绕组及D3,D4,C12,C16和R10,C15组成的全波整流滤波电路,为FAN4810脚VCC提供15V的DC工作电压。Q4,R16和C20等组成软启动电路,FAN4810误差放大器输出VEAO被迫跟随Q4对C20充电。当C20被充电至VREF(7.5V)时,Q4截止。 2.2 设计程序与方法 2.2.1 PFC升压变换器基本参数 图2所示的PFC升压变换器电路主要参数为: 输出功率Po=500W; 最低AC线路电压VMIN=80V; 最高AC线路电压VMAX=264V; DC输出电压Vo=400V(正常值),最小值Vo(MIN)=300V; 变换效率η=0.93; 开关频率fs=100kHz; 总电流谐波失真THD=5%。 2.2.2 主要电路和元件参数选取 根据PFC变换器的技术条件和FAN4810的电气特性,可以确定主要元件的选取。 2.2.2.1 升压电感器L1电感值的确定 PFC变换器在连续导通模式(CCM)下工作,最大峰值AC线路电流IIN(PK)为 高频电流峰—峰值ΔI可按IIN(PK)的20%来处理,即ΔI=9.5A%26;#215;20%=1.9A。通过L1的最大电流为 IL(MAX)=IIN(PK)+ΔI/2=9.5A+1.9A/2=10.45A 开关占空因数D为 L1的电感值可由式(1)确定。 将相关数据代入式(1)得到L=426μH,可选择420μH(电流容量为10A)。 2.2.2.2 输出电容C5的选择 支持(holdup)时间tHLD是确定C5容值的主要依据。tHLD是在AC电源中断之后,变换器输出仍然在规定范围的保持时间。其间,C5中储存的能量J=PotHLD,同时还可表示为J=〔CVo2-C〕,由此可得 可选取tHLD=20ms,同时将Po=500W,Vo=400V和Vo(MIN)=300V代入式(2),得C=285.7μF,可选择330μF/450V的高压铝电解电容器。 2.2.2.3 振荡器定时元件R6和C18的选择 FAN4810脚7外部电阻R6和电容C18共同设置振荡器频率fs。 由于fs=100kHz,若选择C18=470pF,R6的阻值为41.75kΩ,可选取41.2kΩ。 2.2.2.4 增益调制器输入电路元件的选择 增益调制器在脚2(IAC)上的输入电流由电阻R1(R1A+R1B)来编程。R1可利用式(4)确定。 式中:GMAX=2,是增益调制器最大增益; RMO=3.6kΩ,是增益调制器输出电阻; VGMO(MAX)=0.75V,是增益乘法器最大输出电压。 又VMIN=80V,据此可得R1=1.06MΩ,可采用两只453kΩ的电阻串联而成,功耗均为(1/8)W。 R2(R2A+R2B)和R3与R4组成电阻分压器,同时R2,R3,R4和C3,C2组成两级低通滤波器。为使增益调制器在低AC线路电压VMIN下有一个最大增益,电阻分压比必须给出一个11V的平均DC电压施加到FAN4810的脚4(VRMS)。平均线路电压VAV为 通常R2+R3取1MΩ左右。若取R2(R2A+R2B)=R1=2%26;#215;453kΩ=906kΩ,则R3的数值可选取100kΩ。 由于FAN4810脚4上的电压是1.1V,通过R2和R3的电流为 I(r2+r3)=(VAV-1.1)/(R2+R3)=(72.1-1.1)/(906+100)%26;#215;10 3=75.5μA 这一电流绝大部分通过R4,因而R4近似为R4==15.67kΩ 可选取R4=15.8kΩ。 滤波电容C3和C2分别由式(5)和式(6)确定。 式中:f1=15Hz和f2=23Hz分别是两级滤波器的极点频率。 将相关数据代入式(5)和式(6),根据计算结果,C3可选择0.1μF/50V、C2选择0.47μF/16V的标准电容器。 2.2.2.5 电流感测电阻R5的选择 FAN4810脚3通过R17和C19组成的滤波电路连接电流感测电阻R5(R5A+R5B)。滤波电路用作滤除启动时浪涌电流引起的浪涌电压,以保护脚3(ISENSE)。R5上的电压降不应超过IC中增益调制器最大输出增益VGMO(MAX),即 R5≤VGMO(MAX)/IL(MAX) (7) 式中:VGMO(MAX)=0.75V,IL(MAX)=10.45A。 因此,R5≤0.072Ω,可选择0.05Ω,用两只0.025Ω(3W)的电阻串联在一起。 2.2.2.6 电流误差放大器补偿网络元件的选择 FAN4810脚1(IEAO)与脚14(VREF)之间连接的R12,C6和C7,组成电流误差放大器补偿网络。 FAN4810含有一个电流控制环路和一个电压控制环路。在跨越频率fc(c1)上电流环路的开环增益GPWM(BOOST)为 GPWM(BOOST)=(VoRs/VRAMP2fc(cl)L) (8) 式中:fc(c1)=0.1fs=10kHz; VRAMP=2.5V为振荡器斜坡谷—峰值电压; Vo=400V,Rs=R5=0.05Ω,L=420μH。 因此根据式(8)可得GPWM(BOOST)=0.303。 在跨越频率上的电流误差放大器增益为 Gc(c)=10|20logGPWM(BOOST)|/20=10=3.3 R12可通过式(9)计算。 R12=Gc(c)/G(ca) (9) 式中:电流误差放大器跨导G(ca)=0.1mS(即0.1mA/V)。 因此R12=3.3/0.1mS=33kΩ,实际选择33.2kΩ。 电容C6和C7容值分别利用式(10)和式(11)计算。 C6=1/[2πfcl(z)R12] (10) C7=1/[2πfc1(p)R12] (11) 式中:fc1(z)=0.2fc(c1)=2kHz,fc1(p)=10fc(c1)=100kHz,分别是两个补偿网络的零点和极点频率。 根据式(10)和式(11)计算C6=2.39nF, C7=47.9pF,实际选取C6=2.2nF,C7=47pF。 2.2.2.7 电压误差放大器补偿网络元件的选取 R7(R7A+R7B+R7C)和R8组成的电阻分压器,为电压调整环路提供反馈信号,并施加到FAN4810的脚15(FB)。电压误差放大器输出端(脚16)与地之间连接的R11,C8和R7,组成电压环路的补偿网络。 电压误差放大器的同相输入端,在内部连接25V的参考电压。推荐R8=2.37kΩ,流过R8的电流为 IR8=VREF/R8=2.5V/2.37kΩ=1.055mA R7可利用式(12)计算。 R7≈(VBUS-VREF)/IR8 (12) 式中:VBUS=400V,为DC总线电压。 根据式(12)可得R7=376.78kΩ,可选取381kΩ,用3只127kΩ的电阻(R7A,R7B和R7C)相串联。 在电压误差放大器补偿网络中,电容C9主要用于衰减二次谐波。C9的容值可通过式(13)计算。 C9=1/(2π2finZEA(SH)] (13) 式中:fin为AC输入线路频率(50/60Hz); ZEA(SH)是在二次谐波频率上的电压误差放大器阻抗。 在PFC变换器输出电容C5(330μF)上的二次谐波电压纹波经R7和R8组成的电阻分压器和FAN4810的脚15(VFB),反馈到电压误差放大器反相输入端(同相输入端为2.5V的参考电压)。电压误差放大器的输出电压范围从0.1V到6.7V,跨导gva=0.065mS,结合DC输出电压分压比R8/(R7+R8),可以计算出在二次谐波频率上误差放大器增益GEA(SH)=7.33。因此,可以计算出ZEA(SH)=GEA(SH)/0.065mS=112769Ω。将该数值和fin=60Hz代入式(13)得到C9=0.011μF,可选择0.01μF/50V的标准电容器。 飞兆(Fairchild)半导体公司建议FAN4810电压控制环路的跨越频率fc(v1)=30Hz,零点频率fv1(z)=3Hz。不难计算在跨越频率(30Hz)上电压误差放大器增益GEA(FC)=36.7,于是补偿网络中电阻R11的取值为 R11=[0.9GEA(FC)]/gva (14) 将GEA(FC)=36.7和gva=0.065mS代入式(14)得到R11=508.15kΩ,可选择510kΩ的标准电阻。 电容C8可通过式(15)计算。 C8=1/[2πfv1(z)R11] (15) 将fv1(z)=3Hz和R11=510kΩ代入式(15),得到C8=0.104μF,可选择0.1μF的标准值。 2.2.2.8 功率开关Q1和升压二极管D1的选择 Q1和D1的耐压至少是500V,以能安全承受400V的DC升压电压。由于通过升压电感器L1的最大峰值电流IL(MAX)=10.45A,故Q1和D1的峰值电流容量不能低于1045A。推荐升压二极管D1选用ISL9R1560P2,Q1选用FDH44N50,FQA28N50,FQA19N60等MOSFETs,或选用FGH40N6S2D,HGTG20N60A4D,FGK60N6S2D等IGBTs。 3 实验结果 对于图2所示的PFC升压变换器电路,按设计结果选择元器件,焊接在PCB上经检查无误后,在AC输入端串接上AC250V/8A的保险丝F1。为安全起见,可在输出端(香蕉插头J3和J4)接100W的负载,并接一块DC电压表。在输入端(J1和J2)连接一个隔离可调的AC电源(通常为交流调压器),使AC输入电压从零缓慢增加到90V时,PFC变换器输出在5s之内应为DC(400%26;#177;5)V。当断开AC输入时,输出电压应降至零。尔后,在PFC输出端接500W负载。 当负载从50W逐步增加到500W时,变换器效率和THD变化曲线如图3所示。图4为AC输入电流波形,图5为PFC变换器输入电压(经全波整流的AC线路电压)和DC输出电压纹波波形。 4 结语 采用带TrifaultDetectTM功能的连续模式平均电流型功率因数控制器FAN4810设计的500W PFC升压变换器,工作稳定可靠,AC输入电流谐波被控制在IEC6100032标准限量之内,线路功率因数达0.99-0.995。
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