PWM变换器中输出变压器偏磁的抑制

2007-03-09 19:03:27来源: 互联网
摘要:分析了PWM开关型变换器中,变压器直流偏磁问题产生的原因。给出了一种解决直流偏磁较为实用的拓扑电路,并分析了它的工作原理。该电路的有效性在20kHz/2kW的全桥逆变电源中得到了验证。 关键词:变换器;偏磁;脉宽调制 引言 在PWM开关型变换器中,或多或少都存在着变压器直流偏磁问题,只是在不同的场合严重程度不同而已。偏磁的后果是十分严重的,轻则会使变压器和功率半导体模块的功耗增加,温升加剧,严重时还会损坏功率模块,使其不能正常工作。PWM控制的全桥逆变电源,经常会因各种不可预见的因素,使其两桥端输出电压脉冲列在基波周期内正负伏秒值不相等,从而导致输出变压器中存在直流分量,引起单向偏磁现象,严重威胁到系统的正常运行。为了防止或减少变压器中的直流分量,以逆变桥各桥臂中点电压作为反馈来抑制直流偏磁。本文采用了一种较为简单的电路拓扑来实现,经在20kHz/2kW的全桥逆变电源中应用,证明该电路有效、实用。 1 高频变压器偏磁机理 根据电磁感应定律,为分析方便,不妨设绕组电阻、漏感、变压器分布电容等都为零。这样,加到变压器初级绕组的电压u1和绕组感应电势相平衡。因此有 式中:B为铁心的磁感应强度; S为铁心截面积; N1为初级绕组匝数; KT为铁心面积的有效系数; 为变压器主磁通。 由式(1)可得磁感应强度 式中:Br为t=0时铁心中的磁感应强度。 为分析方便将式(2)写为增量形式,并考虑到在PWM逆变器中,u1为幅值恒定的脉冲量,因而磁感应强度增量变为 从而磁感应强度增量ΔB(t)成为时间的线性函数。对于全桥PWM型逆变电路,正常情况下,变压器正、反方向的方波“伏-秒”面积相等,铁心的磁感应强度与方波脉宽成正比,变化如图1(a)所示,且磁化曲线对原点对称。当变压器原边含有直流成分时,PWM型变换电路的正、反方向的方波“伏-秒”面积不再相等,磁通将向某一方向逐渐增加,磁化曲线不再对原点对称,最终导致变压器铁心磁感应强度饱和,变化如图1(b)所示。由于变压器的原边等效阻抗对直流分量只呈现电阻特性,且原边绕组内阻很小,因此,很小的直流分量就会在绕组中形成很大的直流激磁磁势,该直流磁势与交流磁势一起作用于变压器原边,造成变压器铁心的工作磁化曲线发生偏移,出现关于原点不对称,即所谓的变压器偏磁现象。当偏磁严重时,铁心将进入单向饱和,这时铁心磁导率将急剧下降,原边等效电感迅速减少,激磁电流迅速增大,导致变压器过热,最终导致器件毁坏。 造成“伏-秒”面积不等的具体原因有: 1)功率半导体模块(IGBT)开关速度的差异; 2)功率半导体器件(IGBT)通态压降的差异; 3)各种信号传输延迟的不同; 4)电路设计不当,工艺欠妥。 目前,在各种形式的全桥PWM变换器中,都存在着不同程度的偏磁问题,为此在很多文献中提到了各种解决方法。一般多采用在变压器原边串联电容,利用电容特有的隔直特性将原边中的直流分量滤除。这种方法虽然简单但有一定的局限性,因为,所有的原边电流都要流过隔直电容,使电容的工况相当严重,电容的可靠性及寿命将严重地制约变换器的可靠性。 图2 2 一种抑制偏磁的简单电路拓扑及其工作原理 如图2所示,在PWM全桥逆变电源输出端,采用通过霍尔电压传感器(HL)隔离的差动高阻积分电路,通过此电路可直接地实时检测桥端输出电压脉冲列uAB的直流分量,图2中积分环节输出电压um波形如图3中所示,为标准的三角波(暂不考虑死区)。其上升时间即为ugs1的脉宽(亦即S1及S2的开通时间),并且以固定的du/dt上升。其下降时间为ugs2的脉宽(即S3及S3的开通时间)。控制电路补偿过程如下:以ugs1为参考脉冲方波(固定的脉宽及占空比D,且50%>D>40%),控制S1及S2的通断;而以ugs2为可调脉冲方波去控制S3及S4。在一个基波周期内,C1充电时间和充电速度固定,其充电量亦确定,此充电量确定了放电过程的时间,亦即ugs2的占空比。由此可见,S3及S4的开通时间由S1及S2的开通时间决定,其结果是消除了高频变压器中的直流分量。假设某种原因导致ugs1的D变大,则S1及S2管的导通时间变长,C1中充电量增大,其放电时间相应变长,从而使ugs2的占空比增大,S3及S4的开通时间也增大,从而达到了消除直流分量的目的。反之亦然。 在设计中需要注意以下事项。 1)霍尔电压传感器 (1)对于电压测量,原边电流与被测电压之比一定要通过一个外部电阻Ri来确定,并串联在传感器原边电路,为使传感器达到最佳精度,应尽量精确选择Ri的大小,使输入电流为10mA为佳。 (2)考虑到初级线圈内阻(与Ri相比,为保持温差尽可能低)和隔离,此传感器适用于测量10~500V电压。Ri的功率为所测试电压乘以0.01后的4倍以上,以确保测量电阻的稳定性。 2)控制电路部分 (1)积分电容器C1应选用泄漏电阻大的电容器来减少积分误差。C2应满足可以滤除基波及基波以上的交流分量。 (2)在应用中应该注意,比较电平是不可能为零的(由于器件性能的影响,三角波不可能降为零),为了使比较器可靠性高,应使比较电平略大于三角波的最小值。由于上述原因,造成的脉宽ugs1比ugs2的稍窄,可通过调节彼此的死区时间来给予一定程度的补偿。 (3)ugs2的死区时间通过R6、R7、C3及一对二极管组成充放电回路和比较放大器产生,ugs1的死区时间通过R10、R11、C4及一对二极管组成充放电回路和比较放大器产生。通过适当调节比较放大器的比较电平补偿ugs2损失的部分占空比。 3 实验结果 本文所提出的控制电路应用在20kHz/2kW的全桥逆变电源中,经实验测试输出变压器未出现偏磁现象,达到了最初的设计要求。图4为最终的控制脉冲ugs1和ugs2的实验波形。 4 结语 实验证实本文介绍的控制电路能有效地防止PWM全桥逆变电源中由各种原因引起的偏磁现象。
编辑: 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/designarticles/power/200703/12081.html
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