一种带辅助变压器的Flyback变换器ZVS软开关实现方案

2007-03-09 19:03:27来源: 互联网
摘要:提出了一种新颖的FLYBACK变换器ZVS软开关实现方案。一个较小的辅助变压器与主变压器串联,通过使辅助变压器原边激磁电感电流双向来达到主开关管的ZVS软开关条件。该方案实现了主辅开关管的ZVS软开关,限制了输出整流二极管关断时的di/dt,并且使变换器在任何负载情况下,都能在宽输入范围内实现软开关。 关键词:ZVS软开关;辅助变压器;电流双向 引言 在很多通讯和计算机系统中,需要使用高功率密度、高效率的开关电源。提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积,是目前开关电源提高功率密度的一种趋势。但是,开关频率的提高,开关器件的损耗也随之增加。 图1 为了减小开关电源的开关损耗,提高其开关频率,软开关技术应运而生。软开关技术主要包括两种:零电压软开关(ZVS)及零电流软开关(ZCS)。在含有MOSFET开关器件的变换器拓扑中,零电压软开关要优于零电流软开关。 Flyback变换器电路简单,在小功率场合得到了广泛的应用。基于Flyback变换器的ZVS软开关拓扑也得到了进一步的发展[2][3][4]。最近几年,有源箝位ZVS软开关技术被提出[5][6][7],但它也存在一些缺点[8][9],比如,轻载时不能实现软开关。 图2 本文提出了一种带辅助变压器的Flyback零电压软开关电路,与有源箝位Flyback零电压软开关电路相比,它具有以下几个优点: 1)电路在整个负载范围内都能实现软开关; 2)任何负载情况下,电路都可以在宽输入范围中实现软开关; 3)丢失占空比不随输出负载变化而变化,利于电路参数设计。 下面分析了此电路的工作原理及软开关参数的设计,并以实验结果验证了该方案的有效性。 图3 1 工作原理 图1为本文提出的Flyback软开关电路,Tr为辅助变压器。其两个开关S1及S2互补导通,中间有一定的死区防止共态导通。主变压器T激磁电感Lm较大,使电路工作在电流连续模式(CCM),如图2中iLm波形所示。而Tr的激磁电感Lmr设计得较小(LmrLm),使流过Lmr的电流在一个周期内可以反向,如图2中iLmr波形所示。考虑到开关的结电容以及死区时间,一个周期可以分为7个阶段进行分析,各个阶段的等效电路如图3所示。其工作原理描述如下。 1)阶段1〔t0~t1〕该阶段,S1导通,Lm与Lmr串联承受输入电压,流过Lm及Lmr的电流线性上升。此时间段 式中:Vds2为S2的漏源电压; Vo为变换器输出电压; N1为T原边绕组匝数; N2及N3为T副边两个绕组匝数; n1及n2为Tr原副边两个绕组匝数。 2)阶段2〔t1~t2〕t1时刻S1关断,Lm上的电流通过T耦合到副边,使二极管D导通,Lm两端电压被箝位在 Lm上的电流线性下降。 Lmr上的电流一部分对S1的输出结电容Cr1充电,另一部分通过Tr耦合对S2的输出结电容Cr2放电。t2时刻,S2的漏源电压下降到零,该阶段结束。 3)阶段3〔t2~t3〕当S2的漏源电压下降到零之后,S2的寄生二极管导通,将S2的漏源电压箝位在零电压状态,也就为S2的零电压导通创造了条件。同时Lmr两端被箝位在 Lmr上电流线性下降。而S1的漏源电压被箝位在最大电压 4)阶段4〔t3~t4〕t3时刻S2的门极变为高电平,S2零电压开通。流过寄生二极管的电流流经S2。Lmr两端依然承受式(3)所示电压V1,Lmr上电流线性下降到零然后反向增加。t4时刻,S2关断,该阶段结束。此时间段 5)阶段5〔t4~t5〕t4时刻,Lmr上的电流方向为负,此电流一部分对S1的输出结电容Cr1放电,同时,另一部分通过Tr耦合到副边对S2的输出结电容Cr2充电。到t5时刻,S1的漏源电压下降到零,该阶段结束。 6)阶段6〔t5~t6〕当S1的漏源电压下降到零之后,S1的寄生二极管导通,将S1的漏源电压箝位在零电压状态,为S1的零电压导通创造了条件。此时,Lmr上的反向电流流经主变压器,给流过二极管D的电流iD叠加上一个电流 此时间段内,二极管D仍然导通,Lmr两端电压被箝位在 Lmr上电流线性上升。而S2的漏源电压被箝位在最大电压 7)阶段7〔t6~t7〕t6时刻,S1的门极变为高电平,S1零电压开通。流过寄生二极管的电流流经S1。由于Lmr两端承受的电压V1此时较大,iLmr快速上升,到t7时刻,iLmr=iLm,主变压器耦合到副边的电流为零,二极管D自然关断。此时间段= (12) 由于LmrLm,式(12)可近似为 接着Lmr与Lm串联承受输入电压,开始下一个周期。可以看到,在这种方案下,两个开关S1和S2零电压开通,二极管D零电流关断。 2 软开关的参数设计 假定电路工作在CCM状态。由于S2的软开关实现是iLmrmax对Cr1及Cr2充放电,而S1的软开关实现是iLmrmin对Cr1及Cr2充放电,在电路满载情况下,|iLmrmax|>>|iLmrmin|,而且S2的充电电压要大于放电电压(见图2波形vds2),因此,S1的软开关实现要比S2难得多。在参数设计中,关键是要考虑S1的软开关条件。 图4、5、6、7 2.1 主变压器激磁电感Lm的设定 由于Lmr的存在,变换器的有效占空比Deff(根据激磁电感Lm的充放电时间定义,见图2)要小于S1的占空比D,但是,由于t4~t7时间内iLmr的上升速度非常快,所以,可近似认为Deff=D。这样,根据Flyback电路工作在CCM的条件 式中:η为变换器效率; fs为开关频率;为变换器输出功率。 在实际设计中,为了保证电路在轻载时也能工作在电流连续模式,取定 2.2 主副变压器原副边匝数比设定 根据LmrLm,及变换器输入输出关系有 而根据式(8),为了使输出滤波前电流io在t3~t4时间段下降不要太快,最好有N3≤N2。 另外,为了保证t1时刻S1关断时流过副边二极管D的电流iD>0,根据式(7)有 2.3 辅助变压器激磁电感Lmr设定 为了实现S1的ZVS软开关,在(1-D)T时间内,激磁电感Lmr上电流必须反向,即 另外,根据Lmr与S1及S2的输出结电容谐振条件 将式(24)代入式(22)解得 比较式(20)和式(25),Lmr应该根据式(25)来设定。 另外,由式(24)可以发现,输入、输出电压一定时,随着负载的增加,iLmrmax增大〔见式(19)〕,iLmrmin减小,软开关就越不容易实现。所以,Lmr要根据满载时软开关的实现条件来设定。而当输入电压为宽范围时,随着输入电压的减小,iLmrmax增加〔由于电路工作在CCM,满载时式(19)第二项可以忽略〕,iLmrmin表达式第一项减小,iLmrmin减小,软开关就越不容易实现。所以,对于输出负载、输入电压变化的情况,Lmr要根据输出满载、输入电压最小时的软开关实现条件来设定。 同时需要指出,在能实现软开关的前提下,Lmr不宜太小,以免造成开关管上过大的电流应力及导通损耗。 2.4 死区时间的确定 为了实现S1的软开关,必须保证在t5~t6时间内,S1开始导通。否则,Lmr上电流反向,重新对Cr1充电,这样,S1的ZVS软开关条件就会丢失。因此,S2关断后、S1开通前的死区时间设定对开关管S1的软开关实现至关重要。合适的死区时间为电感Lmr与S1及S2的输出结电容谐振周期的1/4,即 一般而言,开关管输出电容是所受电压的函数,为方便起见,在此假设Cr1及Cr2恒定。 2.5 有效占空比Deff的计算 有效占空比Deff比S1的占空比D略小,即 从式(29)可以看出,丢失占空比与输出负载无关。在相同电气规格和电路参数条件下,其值大概为有源箝位Flyback变换器满载时丢失占空比的1/2[7]。 3 实验结果 为了验证上述的ZVS软开关实现方法,本文设计了一个实验电路,其规格及主要参数如下: 输入电压Vin40~56V; 输出电压Vo20V; 输出满载电流Io3A; 工作频率f100kHz; S1及S2IRF640; 主变压器激磁电感Lm222μH; 主变压器原副边匝数N1:N2:N339:15:15; 辅助变压器激磁电感Lmr10μH; 辅助变压器原副边匝数n1:n213:13。 图4给出的是负载电流Io=2.5A时,输出滤波前电流及流过副边二极管D电流的实验波形,其结果与理论分析相吻合。图5~图8分别给出了S1和S2在轻载及满载时的驱动电压、漏源极电压和所流过电流的实验波形。从图中可以看出,当驱动电压为正时,开关管的漏源极电压已经为零,是零电压开通。而当开关管关断时,其结电容限制了漏源极电压的上升率,是零电压关断,由此说明S1及S2在轻载及满载时都实现了ZVS[10]。从开关管漏源极电压与所流过电流的比较也可以看出实现了ZVS。 图9给出了变换器效率曲线。图9(a)为输入电压一定,负载电流不同时的变换效率曲线,可以看出,满载时效率最高,为91.35%。图9(b)为负载电流一定,输入电压不同时的变换效率曲线,可以看到,效率随输入电压变化而变化的范围很小。 4 结语 本文提出了一种Flyback变换器ZVS软开关拓扑,分析了其工作原理及其软开关参数的设计方法。由于软开关参数的设计(关键是辅助变压器原边激磁电感Lmr的设计)是根据满载及最小输入电压时的工作情况设计的,而随着负载的减轻和输入电压的增加,ZVS软开关的实现也越容易。因此,该软开关拓扑可以工作在宽输入范围及任何负载范围,与有源箝位软开关拓扑相比具有一定的优点,可以作为应用于通讯、计算机系统等高功率密度场合的一种选择。
编辑: 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/designarticles/power/200703/12057.html
本网站转载的所有的文章、图片、音频视频文件等资料的版权归版权所有人所有,本站采用的非本站原创文章及图片等内容无法一一联系确认版权者。如果本网所选内容的文章作者及编辑认为其作品不宜公开自由传播,或不应无偿使用,请及时通过电子邮件或电话通知我们,以迅速采取适当措施,避免给双方造成不必要的经济损失。
论坛活动 E手掌握
微信扫一扫加关注
论坛活动 E手掌握
芯片资讯 锐利解读
微信扫一扫加关注
芯片资讯 锐利解读
推荐阅读
全部

小广播

About Us 关于我们 客户服务 联系方式 器件索引 网站地图 最新更新 手机版

站点相关: 安防电子 医疗电子 工业控制

北京市海淀区知春路23号集成电路设计园量子银座1305 电话:(010)82350740 邮编:100191

电子工程世界版权所有 京ICP证060456号 京ICP备10001474号 电信业务审批[2006]字第258号函 京公海网安备110108001534 Copyright © 2005-2016 EEWORLD.com.cn, Inc. All rights reserved