倍流同步整流在DC/DC变换器中工作原理分析

2007-03-09 19:03:27来源: 互联网
摘要:在低压大电流变换器中倍流同步整流拓扑结构已经被广泛采用。就其工作原理进行了详细的分析说明,并给出了相应的实验和实验结果。 关键词:倍流整流;同步整流;直流/直流变换器;拓扑 引言 随着微处理器和数字信号处理器的不断发展,对芯片的供电电源的要求越来越高了。不论是功率密度、效率和动态响应等方面都有了新要求,特别是要求输出电压越来越低,电流却越来越大。输出电压会从过去的3.3V降低到1.1~1.8V之间,甚至更低[1]。从电源的角度来看,微处理器和数字信号处理器等都是电源的负载,而且它们都是动态的负载,这就意味着负载电流会在瞬间变化很大,从过去的13A/μs到将来的30A/μs~50A/μs[2]。这就要求有能够输出电压低、电流大、动态响应好的变换器拓扑。而对称半桥加倍流同步整流结构的DC/DC变换器是最能够满足上面的要求的[3]。 本文对这种拓扑结构的变换器的工作原理作出了详细的分析说明,实验结果证明了它的合理性。 1 主电路拓扑结构 主电路拓扑如图1中所示。由图1可以看出,输入级的拓扑为半桥电路,而输出级是倍流整流加同步整流结构。由于要求电路输出低压大电流,则倍流同步整流结构是最合适的,这是因为: 图1 主电路拓扑 1)变压器副边只需一个绕组,与中间抽头结构相比较,它的副边绕组数只有中间抽头结构的一半,所以损耗在副边的功率相对较小; 2)输出有两个滤波电感,两个滤波电感上的电流相加后得到输出负载电流,而这两个电感上的电流纹波有相互抵消的作用,所以,最终得到了很小的输出电流纹波; 3)流过每个滤波电感的平均电流只有输出电流的一半,与中间抽头结构相比较,在输出滤波电感上的损耗明显减小了; 4)较少的大电流连接线(high current inter-connection),在倍流整流拓扑中,它的副边大电流连接线只有2路,而在中间抽头的拓扑中有3路; 5)动态响应很好。 它唯一的缺点就是需要两个输出滤波电感,在体积上相对要大些。但是,有一种叫集成磁(integrated magnetic)的方法,可以将它的两个输出滤波电感和变压器都集成到同一个磁芯内,这样可以大大地减小变换器的体积。 2 电路基本工作原理 电路在一个周期内可分为4个不同的工作模式,如图2所示,理想的波形图如图3所示。 图2 工作模式图 模式1[t0-t1] 在t=t0时刻,开关管S1导通,变压器原边两端的电压为正,且有Vp=Vin/2;而开关管S2一直都处于关断状态,由于S1的导通,S2的漏源极电压(Vds2)被钳位到输入电压,即Vds2=Vin。变压器副边电压Vsec为高电平,同步开关管SR1的门极也是高电平,SR1导通。此时,负载的电流等于两个输出电感电流之和,且全部流经SR1。在这个模式下,滤波电感Lo1上的电流是增大的,而电感Lo2上的电流是减小的,它们的电流纹波有相互抵消的作用,所以,负载电流Io的纹波是很小的。 模式2[t1-t2] 在t=t1时刻,S1关断。由于变压器漏感Lk的存在,电流要继续维持原来的方向,所以,如图3(b)中所示,此时在变压器原边存在两个回路,一个是由C1,Coss1,Lk构成,对S1的输出结电容Coss1充电;另一个是由C2,Coss2,Lk构成,对S2的输出结电容Coss2进行放电。最后S1及S2的漏源极电压都被钳位在输入电压的一半,即Vds2=Vds2=Vin/2。同时,变压器原边的电压此时为零,副边也是零,此时,SR1及SR2都处于导通状态,分别对两个输出电感上的电流进行续流。且两个电感上的电流都是减小的,所以,最后得到的输出负载电流(ILo1+ILo2)是减小的。 模式3[t2-t3] 在t=t2时刻,S2导通。S1处于关断状态,其两端电压也被钳位到输入电压,即Vds1=Vin。由图2(c)中可以看出,变压器原边的电压为负,且等于输入电压的一半,即Vp=-Vin/2。相对应的同步管SR2导通,所有的负载电流都会流经SR2。且输出电感电流ILo2是增大的,ILo1是减小的。但最终得到的负载纹波电流是增大的。 图3 工作波形图 模式4[t3-t4] 在t=t3时刻,S2关断。在这个工作模式下,原边的工作原理同图2(b)正好相反。这时,S1及S2都处于关断状态。存储在变压器原边漏感中的能量对S1及S2输出结电容进行充放电。其中对Coss1是放电,而对Coss2进行充电。变压器原副边的电压都为零,副边的两个同步整流管都被触发导通。两个输出电感上的电流都在不断地减小,所以,总的负载电流是减小的。 在模式4[t3-t4]后,接着就进入下一个周期。 3 实验及结果 在前面分析的拓扑基础上,完成了一个输入为DC 36V,输出为1V/25A的DC/DC变换器。这个电路中所用到的参数见表1所列,其中所有的参数和图1的主电路中所标注的是相对应的。 图4所示的是原边两个主管和副边同步管的门极驱动波形。通道R2表示S1的驱动波形;通道R1表示S2的驱动波形;通道1是同步管SR2的驱动波形;通道2是同步管SR1的驱动波形。由表1可以看到,变压器漏感Lk=600nH。所以,在电流较小的时候,存储在漏感中的能量不是很大,因而开关管在关断后的漏感和开关管输出结电容间的振荡不是很大,图5所示的是在负载电流Io=5A时的S2漏源极vds2的波形。 当变换器以满载Io=25A输出时,变压器原边的振荡就明显地增大。这是因为,当输出电流增大的时候,反映到原边的电流也会增大,所以,这个时候存储在变压器漏感中的磁能就会增大,在toff期间内振荡的时间较长,幅值也较大,如图6所示。在大电流的拓扑中,这种振荡的损耗也是不可忽略的。图7给出了变换器的效率曲线图,最大值出现在Io=15A时。 4 结语 对适于低压大电流的整流拓扑(倍流整流+同步整流)的工作原理作了详细的说明,并在分析的基础上,给出了相应的实验结果。证明了这种整流拓扑在低压大电流DC/DC变换器中的合理性。随着对电源性能要求的提高,这种整流拓扑将会越来越广泛地被采用。但应该指出的是,变压器的漏感应该尽量地减小,以减少原边振荡。
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