NCP1601型功率因数校正控制器的原理及应用

2007-03-09 19:03:27来源: 互联网
摘要:NCP1601型功率因数校正控制器可工作在不连续信号模式(DCM)和临界传导模式(CRM)二种工作模式下。文中介绍NCP1601的结构和特点,详细叙述其工作原理并给出一种典型应用电路。 关键词:功率因数校正控制器 DCM/CRM 原理 集成电路 1 概述 安森美半导体公司推出的NCP1601型功率因数校正(PFC)控制器能不连续传导模式(DCM)和临界传导模式(CRM或BCM)下工作,它兼有二种工作模式的优点。因固定频率DCM可限制最高开关频率,从而限制污染系统环境的传导辐射和EMI噪声。而不定频率CRM则可限制升压MOSFET、二极管和电感器的最大电流,以降低成本,提高电路的可靠性。NCP1601结合DCM与CRM的优点及高安全性保护特征,适合于电子镇流器,AC适配器、TV与临视器等中低功率电源PFC预调节器应用。 可在DCM和CRM下工作是NCP1601的主要创新点。NCP1601的其他特点如下: %26;#183;在电压工作模式下能提供简单的电压模式反馈; %26;#183;启动电流(典型值为17μA)和关闭电流(典型值为24μA)低; %26;#183;DCM开关频率可编程; %26;#183;可同步模式工作(OSC脚可以接收外部数字信号); %26;#183;具有保护(OVO)功能,其门限电平是PFC级输出电压正常值的107%; %26;#183;通过其欠保护(UVP)功能可在输出电压降至正常调节电平的92%以下时,自动关闭; %26;#183;具有可编程过电流保护(OCP); %26;#183;过热关闭(OTSD)功能可在结温超过140℃时截止IC并当结温降至95℃以下时使器件恢复工作; %26;#183;满足IEC1000-3-2标准规定的输入电流谐波限制要求。 MCP1601有NCP1601A和NCP1601B二种型号,二者的Vcc欠压锁定(UVLO)滞后电压不同。NCP1601A的UVLO带4.75V的滞后,而NCP1601B的UVLO滞后则是1.5V。 2 基本结构及引脚排列 NCP1601采用8引脚PDIP和8引脚SO封装(结温范围为-40℃~+125℃),引脚排列如图1所示。 各引脚的功能如下: 脚1(FB):反馈/关闭脚。该脚可接收正比于PFC电路输出电压的反馈电流IFH。IFB大地内部参考电流Iref(典型值是200μA)的107%时,OVP被激活,脚Drv上的驱动输出截止;而当IFB<0.08Iref时,器件进入低功耗关闭模式。 图2 脚2(Vcontrol):控制端。该脚上电压用于直接控制输入阻抗和电路功率因素。该脚外部电容器限制电压Vcontrol的带宽。为获得功率因数校正,控制电压的带宽应低于20Hz。该脚外部电容Control的典型值是0.1μF。 脚3(Ramp):连接在该脚外部的电容器Cramp可用于设置斜坡信号,该电容器直接影响PFC电路的输入阻抗和最大输入功率。 脚4(CS):电流感测脚。该脚可提供一个用于OCP和零电流检测(ZCD)的电流Is,该Is取决于升压电感电流和该脚上的失调电压。当Is>200μA时,执行OCP,IC驱动输出截止;当Is<14μA时,执行OCP,IC驱动输出截止;当Is<14μA时,电路检测零电流。 脚5(Osc):振荡/同步端。在振荡模式,该脚外部连接一个电容器Cosc,可设置DCM的振荡器频率。在同步模式,该脚接外部驱动信号。在进行DCM操作时,驱动输出正沿被同步到外部的负沿上。在开关周期结束时,如果电感电流不是零,输出驱动将不允许导通而禁止连续传导模式(CCM)工作,以使其工作在CRM模式。 脚6(GND):IC地。 脚7(Drv):用于外部MOSFET的驱动输出。 脚8(Vcc):电源电压,工作范围为9~18V。NCP1601A的启动门限是13.75V,而NCP1601B的启动门限是10.5V,二种器件的关闭门限Voc(off)均为9V。 3 NCP1601的DCM和CRM工作原理 PFC升压变换器的电感电流导通方式可分为3种类型,即连续导电模式(CCM)、不连续导电模式(DCM2)和临界电模式(CRM或BCM-Boundary Conduction Mode)。其中CCM适用于300~3000W较大功率的PFC,该电路的结构比较复杂;而DCM和CRM则适用于75~300W的中低功率PFC,其电路结构相对比较简单。 CCM工作除了AC正弦电压跨零外,在任何时刻,升压电感电流都不为零。这种固定频率平均电流模式CCM控制方案的开关周期保持不变,但占空比是变化的。NCP1601的内部结构及外部元件连接如图2所示。 CRM的特别是开关频率变化,且在正弦电压过零时频率最高,在正弦电压峰值处的开关频率最低。一旦升压电感器中的电流除为零,新的开关周期便接着开始而不存在电流死区。CRM的缺点是在正弦波过零附过的开关频率相当高,EMI比较严重。这使是可限制最大电流应力并可以用小尺寸和廉价的MOSFET升压二极管和升压电感器。 DCM的特点是开关频率固定,且在二个开关周期之间的电感电流存在死区。其主要优点是能够限制最大开关频率,使前端EMI滤波器设计简单化。但是,在同样的平均输入电流下,DCM需要较高的峰值电感电流,因而需要选用放大的功率器件。 创新的NCP1601B型PFC控制器可在CRM和DCM二种模式下工作,并且不会引起功率因数退化,其电流波形如图3所示。 图4 4 典型应用电路及测试数据 基于NCP1601B的130W PFC升压预调节器电路如图4所示。该PFC升压变换器的AC输入电压可从90Vac到260Vac。在230Vac的输入电压下,其输出电压Vout=391V,功率因数(PF)为0.973,总电流谐波失真THD=9%,效率η=96.4%。在输入Vin=90~180Vac时,PF≥0.99,THD≤6%,可达到超低THD水平。表1所列是90~250Vac输入电压下的测试结果。 表1 测试数据 Vin(Vca) Pin(W) Vout(V) Iout(mA) PF THD(%) η(%) 90 143.4 327 400 0.998 4 91.2 110 161.1 373 400 0.997 6 92.6 130 160.5 378 400 0.996 6 94.2 150 160.9 382 400 0.993 7 95.0 180 161.6 386 400 0.990 6 95.5 190 161.7 387 400 0.986 8 95.7 210 162.0 389 400 0.980 8 96.0 230 162.2 391 400 0.973 9 96.4 250 162.8 393 400 0.929 16 96.6 5 结束语 NCP1601可在CRM和DCM下工作并具有二种模式的优点。它在AC线路输入电压过零附近采用DCM控制方案,此时由于对开关频率进行了限制,因此易地解决EMI问题。而在正弦波峰值附近,为避免较大的峰值电感电流,电路则采用CRM控制方法,这样可以使用较小的电感器、MOSFET和升压二极管,从而不仅降低了成本,而且提高了系统的可靠性。NCP1601在DCM和CRM下工作并不会起功率因数下降,因而是一种创新的控制方案。
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