基于软开关技术的DC/DC功率变换器的设计

2007-03-09 19:03:27来源: 互联网
[b]O 引言 [/b] 基于软开关技术的全桥0C/DC变换器在高频、大功率的直流变换领域,有着广泛的应用前景,它提高了系统的效率,增大了装置的功率密度。本文设计的变换器现正应用于电子模拟功率负载中,该负载系统要求能有效实现能量回馈电网,且直流高压>540V,低压直流为48"60V,因此,为升压变换。限于篇幅,本文仅对DC/DC变换器的设计进行讨论,该变换器利用高频变压器的原边漏感、功率MOSFET并联外接的电容实现零电压开关,该方案简单、高效、易实现。采用改进型移相控制器UC3879为控制核心,对变换器实现恒流输入控制,文中给出了实用的控制电路和主要参数的设计方法。试验结果证明系统性能优良、效率高、功率密度大。 1 基本原理 1.1 DC/DC变换器的电路原理 图1所示的是DC/DC功率变换器的电路原理图,功率开关管S1"S4及内部集成的二极管组成全桥开关变换器,S1及S3组成超前桥臂,S2及S4组成滞后桥臂,S1"S4在寄生电容、外接电容C1"C4和变压器漏感的作用F谐振,实现零电压开关。其中C7为隔直电容,可有效地防止高频变压器的直流偏磁。低压直流侧滤波电容为C5、C6、L1为共模电感。 实时检测的输入侧电流值同指令电流值比较,得到的误差信号经过PI环节输出,由改进型移相控制器UC3879组成的控制系统实时生成变换器的触发脉冲;系统实行恒流控制,便于在不同负载情况下考核被测试的直流电源组,同时,也利于根据试验考核系统的功率等级,实现多个相同电子模拟负载模块的并联。 经过实验测试,DC/DC功率变换器工作在软开关状态下,输出高压直流为560V时,高频变压器副边电压的峰值高达1000V。考虑在工程应用中,系统应该有足够的储备裕量,以利于长时间可靠、安全的运行,整流部分由两个完全相同的整流桥串联构成。 1.2 控制策略 对于全桥变换器的控制通常有双极性控制方式、有限双极性控制方式和移相控制方式。双极性控制方式下的功率开关管工作在硬开关状态,开关管的开关损耗很大,限制了开关频率的提高。有限双极性控制方式可使一对开关管是零电压开关,另一对开关管是零电流开关,适合选用IGBT作为开关管,能避免IGBT的电流拖尾。对于功率MOSFET,移相控制方式的拓扑结构简洁,控制方式简单,也有很多优点: 1)开关频率恒定,利于滤波器的优化设计; 2)实现了开关管的零电压开关,减小了开关损耗,可提高开关频率; 3)功率器件的电压和电流应力小。 因此,该DC/DC功率变换器的控制采用移相控制方式实现零电压开关。每个桥臂的两个开关管成180%26;#176;互补导通(同一桥臂两开关管有一死区时间),两个桥臂的触发角相差一个相位,即移相角,通过调节移相角可以调节输出电压。开关管关断时变压器的原边电流给关断开关管的并联电容充电,同时,同一桥臂即将开通的开关管的并联电容放电;当关断开关管的并联电容电压充电到输入直流电压时,即将开通的开关管集成的反并联二极管自然导通,这时该开关管实现零电压开通。开关管关断时,由于并联电容的存在该开关管实现零申压关断。 2 控制电路及主要参数的设计 2.1 控制电路的设计 移相控制器UC3879是UC3875的改进型,该集成电路提供了全部必要的控制、解码、保护及驱动功能,可独立编程控制时间的延迟,在每只输出级开关管导通前提供死区时间,为每个谐振开关区间里实现ZVS留有余地,总的输出开关频率可达300kHz,保护功能包含欠压锁定、过流保护,它适用于电压型控制或峰值电流型控制,图2是控制电路原理图,欠压锁定电平根据UVSEL端状态选定,有两个预定义的阈值:若UVSEL端浮动,则芯片在电源电压超过15.25V启动;若UVSPL端接VIN端,则在10.75V时启动。/EA端为误差放大器反向输入端,该端同COMP端之间接R、C补偿元件。CS端是电流比较器的同相输入端,其反相端在芯片的内部设置成2.0V和2.5V;当该输入脚超过2.0V时,误差放大器输出电压将超过RAMP端的电压,移相角将限制在一个基本的值上,当该输入脚超过2.5V时,输出端关断。如果该输入脚超过2.5V的直流电压,输出端无效并且保持低电平,故使用该脚作为电压、电流保护的输入端。 工作频率由脚RT及CT外接的元件R3及C10决定,如果工作频率为fs,振荡器的占空比为Dosc,则 2.2 同一桥臂两开关管死区时间的确定 为了保证每一开关管实现零电压开通和关断,确定同一桥臂的功率开关管的死区时间是关键。 S3及S1驱动信号的死区时间 Lr为变压器漏感; Vin为输入直流侧电压; Io为负载电流。 另外,开关管关断时有一定的下降时间,死区时间至少应当大于3倍的开关管关断时的下降时间,但也不能取得太大。并联电容容值的选择也应考虑每个开关管的寄生电容的容量值。 在设计过程中选取的开关管为IXYS公司IXFK 150N15,tf=45ns,td(off)=110ns,Crss=1200pF,Coss=2600pF,电容C1"C4值选为4700pF,系统直流侧输入电压为48"60V,为了使系统能在较宽的负载范围内工作,驱动信号的死区时间选为td(lead)=1μs,td(lag)=800ns。 2.3 开关频率的选择 DC/DC功率变换器实现软开关时的谐振参数、占空比的丢失、整个系统的效率均同变压器的漏感Lr和变换器的开关频率fs有着密切的关系,因此,变压器的设计不可忽视。桥式变换器的设计方法可参考文献。为了减少高频时集肤效应的影响,变压器采用扁而宽的铜皮绕制,为了提高效率选用损耗低的优质非晶材料,变压器的变比n为0.125,原边漏感为1.5μH。 占空比丢失的值可由式(4)近似计算。 从式(4)可知Dloss由变压器漏感Lr、变比n、负载电流Io和开关频率fs决定。为了使变换器工作在较大的负载范围,开关频率选为60kHz。 2.4 滤波参数 假设Vo(min)为输出电压最小值、Vin(min)为输入电压最小值,Vo(max)为输出电压最大值、Vin(max)为输入电压最大值,满载输出电流为Io(max),输出整流二极管的通态压降VD,VLF为输出滤波电感的直流压降,fs为全桥变换器的开关频率,输出电压峰峰值为△Vopp。则滤波电感Lf为 单个DC/DC功率变换器模块的功率为3 kW,流过电感的电流最大值即满载输出电流Io(max)为5.56A。 输出滤波电感电流主要是直流分量,交流分量较少,集肤效应影响不是很大,滤波电感选用线径较大的导线绕制,电感量计算值为1.76mH,为2mH。 输出电压纹波系数<1%,变压器原边漏感为1.5μH,滤波电容的计算值为243μF,而耐压值决定于输出电压的最大值,考虑到电解电容有等效串联电阻(ESR),因此,实际选用470μF/450V的电解电容6并2串。 3 试验结果 试验参数如下: 开关管S1"S4为MOSFET IXFKl50N15导通电阻为12.5mΩ; 整流桥D1"D8选用快速恢复二极管DSEl30-12; 移相控制控制器的工作频率为60kHz; 隔直电容为470μF,输入侧共模电感3mH; 系统功率3 kW,低压直流输入60V。 图3、图4为试验波形,从图3的波形可知无论在开通还是关断时刻,S1两端电压均为零(其他功率开关管的端电压和触发脉冲波形也类似),实现了零电压开关,减少了功率器件的开关损耗,提高了系统的效率,图4所示的是高频变压器原边电压波形。 4 结语 这种基于软开关技术的DC/DC功率变换器,在功率为3 kw的电子模拟功率负载模块设计中成功地得到了应用。从实验的波形可以看出,全桥变换器的开关管实现了零电压开关,减少了器件的开关损耗。经测试,系统的效率达到了93%,同时整个装置的功率密度也增加了。
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