隔离式输出可调节的高频有源功率因数校正器UCC3857

2006-05-07 15:49:48来源: 电源技术应用

1 UCC3857设计特点

UCC3857用隔离方式进行功率因数校正,其输出电压可调节,并能低于输入线电压;是单级功率变换器;IGBT实现零电流开关(ZCS);校正的功率因数大于0.99;属固定频率、平均电流型PFC控制器;改进的有效值前馈电压;软起动;电源电压范围9V~18V;具有两种封装形式。

UCC3857提供了隔离式Boost升压功率因数校正器所需的全部功能。该变换器的优点是隔离原边与副边,也能使输出直流电压低于输入电压。在要求高效率、高密集和高性能的应用场合,UCC3857是一种理想的器件。它的典型外围电路见图1。

UCC3857既有控制功能又为外部两个IGBT开关管和一个功率MOSFET管提供驱动信号,利用外部RC网络,可完全实现编程MOSFET驱动器的延迟时间。

IGBT实现了ZCS,故允许采用更高的开关频率和更小的磁性元件,并有更高的效率。UCC3857中的功率因数校正部分可采用平均电流控制方案。IC内部电路的变动,简化了PFC部分的设计,也改进了它的性能。

控制器的改进包括:一个内设6bitA/D转换器,作为RMS入线电压检测;一个零负载功率电路和重要的较低工作电流。

上述措施简化了变换器设计,消除了前馈元件的二次谐波纹波,并提高了入线瞬态响应约6倍。因无需兼顾重负载时的功率因数,故零负载功率比较器在负载开路条件下可阻止能量传递。采用Unitrode公司的BCDMOS工艺(双极—CMOS—DMOS混合工艺),能简化辅助仿真电源设计,实现了低起动电流和低工作电流。

附加的UCC3857特性包括:电压锁定时有可靠的离线式起动;可编程的过流关闭;有辅助关闭通道;精密的7.5V基准参考电压;高幅值的振荡器斜坡电压,以改进抗噪声度;软起动;低失调模拟方波和乘法、除法电路。不用量程开关,也容易在全世界通用。

UCC3857的两种塑封外部引脚安排见图2(a)和(b)。

2 UCC3857各引脚功能说明

AGND(6脚):是IC内部基准电压和所有门限电压的参考点,除输出驱动器之外,也是其它电路的回归端,它与功率地PGND(17脚)短接。

CA(7脚):内部电流环路误差放大器的反相输入端。

CAO(8脚):内部电流环误差放大器的输出端。该输出电压的摆幅在0.2V~6.0V之间。它是PWM比较器的一个输入端。

VAO(11脚):该脚是电压环误差放大器的输出端。它被UCC3857内部箝位在5.6V左右,并可在0.1V左右摆动。VAO脚电压低于0.5V时,将使MOSDRV(14脚)不能输出,并强迫IGDRV1(16脚)和IGDRV2(18脚)输出端为零。

    CRMS(2脚):用一只电容器接在CRMS与地之间,以平均半个周期内的AC交流线电压。该脚在IC内部接到RMS检测电路。

CT(20脚):该脚对地接一只电容器,该电容器具有低ESR、低ESL特性,它与RT共同设置斜坡发生器的开关频率fsw≈0.67/(RT·CT)。

DELAY(12脚):该脚经一只外部电阻器接至VREF(5脚)、并经一只电容器接至AGND,以设置MOSDRV输出级的重迭延迟时间。去掉接AGND的电容器之后,可使重迭功能失效。

IAC(1脚):该脚对地接一只电容器,并经一只外部电阻器RAC接到电网整流后的交流输入线电压。它为内部乘法器和RMS检测器提供瞬时线电压信号。

IGDRV1(16脚):两个外部IGBT功率开关管的驱动器输出(之一)。

IGDRV2(18脚):两个外部IGBT功率开关管的驱动器输出(之二)。

MOSDRV(14脚):外部功率MOSFET开关管的驱动器输出。

MOUT(3脚):乘法和除法模拟电路的输出端。MOUT的输出电流经一只外部电阻器返回桥接引线。合成波形为电流误差放大器形成正弦参考电压。

PKLMT(13脚):是峰值电流限制比较器的反相输入端。该比较器的门限电平通常设置在0V。当断路时,峰值限制比较器将终止MOSDRV和IGDRV1、IGDRV2的输出。

PGND(17脚):是功率级地线,所有高电平电流的返回地端,它在UCC3857内部连接到驱动器输出级。

RT(19脚):该脚经一只外部电阻器接地,它为内部斜坡发生器设置充电电流。UCC3857在RT上提供3.0V的温度补偿电压。振荡器的充电电流值=3.0V/RT。为获得最佳性能应限制RT电流输出在250μA。

VA-(10脚):是外部电压控制环的反馈输入端。输出电压的调节信号经光电隔离器电路加到VA端。SS(9脚):该脚对地AGND接一只电容器,提供软起动功能,由UCC3857内部的10μA(额定的)电流源,对软起动电容器进行充电。VAO上的电压被箝位在近似等于SS脚电压。

VD(15脚):为三个驱动器输出级提供正极性电源。加在VD上的电压必须限制在低于18VDC。为获最佳效果,应选用一只0.1μF~1.0μF的低ESR和低ESL电容器将VD端对PGND旁路。为了较好地抑制电源噪声,VD和VIN可由各自的RC低通滤波器加以隔离。

VIN(4脚):是UCC3857的输入电压源。该电压必须限制在低于18VDC。当VIN上的电压超过13.75V(标称值)。UCC3857才能正常工作。

VREF(5脚):是精密的7.5V基准电压输出端。为尽力改善性能,建议在VREF对地AGND接一只0.01μF~0.1μF的低ESR、ESL旁路电容器。

3 UCC3857电气参数的极限值

输入电源电压(VIN,VD):18V

通用模拟/逻辑输入(CRMS,MOUT,CA,VA,

CT,RT,PKLMT):-0.3V到5V

最大强迫电流(IAC):300μA

基准输出电流:由内部限制

输出电流(MOSDRV,IGDRV1,IGDRV2):脉冲电流1A,连续电流200mA

储存温度:-65℃~+150℃

结温:-55℃~+150℃

引线温度(IC引脚焊锡10秒):+300℃

除非另有说明,通常UCC3857应用在TA=0℃

~70℃;并且VVIN,VVD=12V,RT=19.2k,CT=680pF,TA=TJ。

关于UCC3857的详细电气参数可查阅手册。

4 UCC3857应用注意与分析

UCC3857功率因数校正器内部功能方框图如图3所示。

UCC3857提供了单级功率因数校正和降压或升压功能的解决方法,它采用隔离式BOOST升压变换器。典型应用电路给出了隔离式升压变换器的方法:用两只IGBT组成推挽式电路,用一只MOSFET作辅助开关,以实现IGBT的软开关变换。

图1所示的典型应用电路具有几个优点:在用功率因数校正从交流电网得到近似直流总线电压方面,它超过其它常规方法。常规的近似方法是采用两级功率变换,其成本较高,并且电路复杂。如果选用UCC3857,则功率因数校正与降压变换的双重功能都包含在单级电路中。

功率级包括一个电流反馈式推挽变换器,它在推挽开关Q1和Q2导通期间,交错提供常规PWM升压变换器的有效占空比。当只有一个开关导通时,能源经变压器和输出整流器传递到输出端。它可以看作是工作在原边的电路构成一个升压变换器,且UCC3857提供输入电流编程、并采用平均电流型控制,从而达到单位功率因数1.00。变压器的匝数比可用于得到所需要的输出电压电平:它能高于或者低于峰值电网电压。

功率级的优化包括了设计与元器件的选择,以满足性能与成本的综合目标。这些内容包含了功率开关管、变压器和电感器的设计。

选择IGBT是基于它们的使用电压高于MOSFET之优点。在通常的电网工作条件下,推挽式开关上的电压接近1000V。然而IGBT的缓慢截止特性又带来较大的开关损耗,利用MOSFET(QA)帮助IGBT实现ZCS零电流截止。这一过程是通过维持QA导通来完成的(超出了Q1或Q2的截止范围,见图4中波形),当IGBT截止时允许电感器电流从IGBT转移到MOSFET,从而仍然维持零电压状态。

MOSFET的延迟时间TD1有效地增加了BOOST升压电感的充电时间。在通常的工作条件下,MOSFET的电压应力是IGBT的一半。而在升压变换和短路条件下(例如变换器工作在反激式状态时),就会看到QA的电压应力高出许多。

在该电路拓扑中,变压器的设计是很关键的。推挽式变压器应使原边绕组与副边绕组之间漏感最小。同样也应使两个原边绕组之间的漏感最小。实际上,如果不采用复杂精细的结构(例如隔层用铜箔屏蔽等),要实现两项指标是困难的。在多数情况下,使用平面型变压器有利于达到这些目标。较高的漏电感效应包含了更高的电压应力和振铃,以及更大的功率损耗,它还会损失更多的可用占空比。高电压电平会难以设计有效的缓冲电路来减小漏感振铃。

升压电感器的设计与常规升压变换器很相似。然而正如典型应用电路图所示,经一只二极管接到输出端的附加绕组,需要在升压电感器上制作。该绕组具有与变压器相同的匝数比,当两只推挽管同时截止时,该绕组为电感器能量提供一个放电路径。在起动期间当输出电压为零时,变换器可产生很高的浪涌电流。当超过设定的门限电平时,则UCC3857的过流保护电路将关闭所有的输出端。

在实际例子中,升压电感器的辅助绕组把能量引至输出端。这是一种优先选择的方法,因为在输出电压升高时,会使主开关管不能应付浪涌电流的高电压。而当辅助绕组把能量传递到输出端时,QA两端的电压应力变为输入电压加上反射输出电压,该值高于它的反射输出电压的稳态值。

(1)芯片的偏置电源和起动

UCC3857采用美国Unitrode公司的双极混合工艺BCDMOS制造,它使电源电流具有最小的起动值(典型值60A)和工作电流(典型值3.5mA)。其重要意义是功耗更低,用于IC起动的充电电阻器明显变小。

(2)振荡器的调节

UCC3857的振荡器被设计成具有宽斜坡幅度(4.5Vpp),使它的抗噪声度更高。CT脚产生锯齿波形,在CT的放电期间产生一个时钟脉冲。在放电周期内,该脚对地的内部阻抗是600Ω。根据这一特性,放电时间由831×CT得出。如图4波形所示,IC内部的时钟脉冲宽度等于放电时间,并且在IGDRV1与IGDRV2之间设置了最小的死区时间。时钟频率由式(1)给出:

fsw=[1/(1.5RT+831)·CT]≈1/(1.5RTCT)    (1)

式中IGDRV1和IGDRV2输出信号的开关频率是时钟的1/2,而辅助管MOSDRV的开关频率与时钟频率相同。

(3)基准参考信号IMULT的产生

像UC3854系列那样,UCC3857也有一个模拟计数单元ACU,它产生一个基准参考电流信号加到电流误差放大器,输入ACU的信号与瞬间电网电压值成比例,并与输入电压有效值(RMS)和电压误差放大器的输出成比例。不同于先前的RMS电压检测工艺技术。UCC3857在工艺中采用了一种专利来简化RMS电压的产生,并消除了由以前工艺引起的性能退化。

如图5所示,采用这项新工艺,需要外部双极点滤波器来消除产生VRMS的问题。在半个周期中,用替代IAC电流的镜像值对外部电容器CRMS进行充电。电容器CRMS上的电压被积分成正弦波形,并由式(2)给出。在半个周期末尾,CRMS电压维持不变,并转换成一个6bit数字代码,以便在ACU中进一步处理。在下半个周期里CRMS则放电,并标出积分。

这种方法的优点是:在VRMS电压信号上的二次谐波脉动,实际上被消除了。这样的二次谐波脉动,是不可能用限制常规双极点滤波器的摆动来避免的,它在输入电流信号中会引起三次谐波失真。对于输入端电网变化的动态响应,也可以改进成一个新的VRMS信号,它每个周期都出现。

    VCRMS=[(IAC(pk)/2ωCCRMS](1-cosωt)

    VCRMS(pk)=1AC(pk)/ω·CCRMS)    (2a)

在正常工作时,IAC(pk)在峰值电网电压时应选择为100A。对于峰值为265VAC的通用输入电压值,这就意味着RAC=3.6MΩ。

在对高频噪声滤波时,IC的噪声灵敏度需要小容量的旁路电容器,该电容器的数值应限制在最大为220nF。在低电网电压峰值时(80VAC),VCRMS值应近似为1.0V,以尽量减小任何数字化误差。在高电网电压时VCRMS的峰值为3.5V。电网频率在60Hz时要求CRMS的数值可由公式(2)算出为75nF。

乘法器输出电流由式(3)给出,

    IMULT=[(VVAO-0.5)·IAC·K]/V 2CRMS    (3)

式中K=0.33。

乘法器的峰值电流被限制在200A,且IAC和VCRMS的选用值应保证电流在该范围内。对乘法器的另一个限制是:IMULT不能超过两倍的IAC电流值,并限制VCRMS电压为最小值。

RMS电压前馈的不连续性,意味着存在输入电压变化的工作区域,但馈送到乘法器的VRMS值并未发生变化。由于电压误差放大器补偿了这一变化,使它的输出能维持所需的乘法器输出电流。当ACD的输出变化时,则在误差放大器的输出中存在一个跃变。它对总的变换器冲击极小。

对RMS电压方案的另一个关键考虑是:依靠IAC信号的零交叉是有效的。在很轻负载和高电网电压条件下,如果用一只大的电容器在桥式整流端进行滤波,那么被整流的AC交流分量就不能完全达到零值。当发生零交叉检测时,UCC3857的IAC应低于10A。

(4)栅极驱动的考虑

UCC3857中的栅极驱动电路被设计成高速驱动电路。每个驱动电路均由低阻抗的拉出和吸入DMOS输出级组成。UCC3857为驱动电路提供了分离的电源VD和接地端PGND。这些引脚考虑了驱动器电路具有较好的本机旁路作用。

还可用VD来保证输出级的SOA限制,使它在驱动高峰值电流时,不违反设计规范。由于这个原因,当VIN可能升高以应付UVLO需要时,VD则会保持尽可能低些(例如10V)。

(5)电流放大器的设置

一旦通过选择VRMS的范围来设置乘法器,就能着手设计电流放大器。乘法器的最大输出是在低电网电压和满载条件时。电感器的峰值电流也出现在相同的引脚。乘法器的端接电阻器可由式(4)来确定:

    RMULT=[(IL-pk·RSENSE)/(IMULT-Pk)    (4)

为了确保工作稳定,电流环的交迭频率应限制在大约是变换器开关频率的1/3。

(6)后沿的延迟

见图4波形,修改的隔离式升压变换器(BOOST),需要两个主开关管IGBT的驱动信号和一个辅助开关管MOSFET的驱动信号,它们之间具有确定的时间关系。一只IGBT截止与MOSFET截止之间的延迟时间,可由UCC3857加以编程序。在功率因数校正应用中,输入电网电压从零值变化到交流AC峰值电平,会使需要的占空比在宽的范围内变化。

在高电网电压与(或)轻负载条件下,当交流电网电压处于峰值时,固定的延迟时间将引起电网电流失真。这是由施加在调制器上的最小可控占空比所引起的,它受固定的延迟时间影响。如果固定了最小可控占空比,那么IC内部电流环在电网电压峰值时会出现一个受限的周期振荡,它会引起电网电流失真。

UCC3857有一个适合MOSFET的延迟发生器,它直接根据负载功率的要求来调制。如图6所示,该电路按照电压误差放大器的输出电平来直接改变延迟时间,在平均电流型PFC变换器中,该放大器是以电网电压前馈来表示负载功率。延迟时间由外部元件RD和CD来设置。当内部时钟信号CLK复位闭锁U2、使PWMEDL为高电平和Q输出为低电平时,时序作用开始起动。CD经M1放电并保持低电平,直到内部PWM信号成低电平为止(这表明两个IGBT驱动之一处于截止)。在接该脚的M1截止时,CD经RD充电到7.5V基准电压值左右。

比较器U1将该电压与电压误差放大器的输出VVAO进行比较。当CD上的电压高于VVAO时,它将闭锁的U2置位,又使PWMDEL变为低电平。该PWMDEL和CLK信号按逻辑“与”方式产生信号,控制MOSFET驱动器的输出(MOSDRV)。延迟时间TD1由式(5)给出:

    TD1=-RD·CD·ln[(7.5-VVAO)/7.5]    (5)

这项工艺技术缩小了在重负载或高电网电压时的重迭延迟时间,而当电网电压变低或负载加重时,则维持较长的延迟时间。按定义该延迟把最小可控占空比缩小到可接受的电平,并用来进行编程。在大电流条件下减小延迟时间是可以接受的,因为IGBT电流直接与负载电流成比例。

可利用RD和CD来提供编程的灵活性,延迟时间能优化IGBT开关管的电流和预后的等级。如果去掉电路上的CD,还可使延迟时间变为零。

编辑: 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/designarticles/power/200605/2143.html
本网站转载的所有的文章、图片、音频视频文件等资料的版权归版权所有人所有,本站采用的非本站原创文章及图片等内容无法一一联系确认版权者。如果本网所选内容的文章作者及编辑认为其作品不宜公开自由传播,或不应无偿使用,请及时通过电子邮件或电话通知我们,以迅速采取适当措施,避免给双方造成不必要的经济损失。
论坛活动 E手掌握
微信扫一扫加关注
论坛活动 E手掌握
芯片资讯 锐利解读
微信扫一扫加关注
芯片资讯 锐利解读
推荐阅读
全部

小广播

About Us 关于我们 客户服务 联系方式 器件索引 网站地图 最新更新 手机版

站点相关: 安防电子 医疗电子 工业控制

北京市海淀区知春路23号集成电路设计园量子银座1305 电话:(010)82350740 邮编:100191

电子工程世界版权所有 京ICP证060456号 京ICP备10001474号 电信业务审批[2006]字第258号函 京公海网安备110108001534 Copyright © 2005-2016 EEWORLD.com.cn, Inc. All rights reserved