单电池DSP的电源供给系统

2006-05-07 15:49:48来源: 电子产品世界

前言

今天,要满足便携式数字信号处理器(DSP)解决方案的电源需求,有多种不同的方法可供选择。正常情形下,需要两个系统电压:一个给DSP核使用,另一个则支持DSP的I/O单元和系统的其余部分。这类应用的主要考虑因素之一,是电源供给器必须拥有很高的工作效率以延长电源的供电时间。本文将介绍一些直流电压转换器的电路设计方式,并以MP3网络音频播放机为范例,解释系统的设计方式,并分析电源的工作效能、转换效率以及成本。

问题提出

今天的DSP组件大都需要两组电源,而且所能容忍的误差范围有限,因此不可能将电池的输出直接送给它们使用,而必须设计适当的直流电压转换解决方案。

负载则是另一项设计挑战。图1以网络音频播放机评估模块为例,显示了核心与系统供给电流的瞬时变动。当评估模块工作时,会有不同的软件程序顺序执行,例如唤配DSP来服务DMA中断要求、执行译码的工作、或是存取媒体中的资料,这些都会反映在核心与系统电流的瞬时变动方面。由于核心与系统都必须使用同样的电源,因此当电源脉冲同时出现的时候,系统的工作就可能发生问题。因此,工程师必须用很低的成本提供很高的工作效能,特别是对于使用电池的产品,当要求电源供给电源拥有高工作效能时,就表示它必须提供最大的电源转换效率以及很长的电池使用时间。

直流电压转换器解决方案

以下降介绍直流电压转换器的不同设计方式,它们都可支持DSP核心与系统电路(这些电路都需要两组电源供给)。我们会用TI(德州仪器公司)的网络音频播放机评估模块来实验这些设计,这套评估模块采用了一个TMS320VC5410DSP组件,需要3.3C的系统电源以及2.5V的DSP核电源。

这里所介绍的直流电压转换器都必须同时支持碱性电池、镍镉电池或是镍猛氢电池,因此必须能够应付0.9~3.0V范围的输入电压;另一方面,因为系统必须使用3.3V的电压,而这已高于最大的输入电压,因此需要一套升压方案。本文将讨论三种不同的电路:第一种电路是使用一个升压转换器,然后在后面串接另一个LDO稳压器;第二种方法是利用一个可提供两组输出电压的“驰反式转换器”(flyback converter);最后一种电路则是在升压转换器的后面串接一个降压转换器。

1.升压转换器与一个线性稳压器串联

图2是第一种解决方案,也是最简单的方法,就是在升压变压器的后面串接一个线性稳压器;我们将升压转换器的输入端直接连到电池,然后再把输出端(也就是系统电源的输出端)串接到另一个线性稳压器,由它来产生较低的核心电压。

图2所示,标准的升压转换器会包含一个主动开关,它的动作是由一个“脉宽调制”(PWM)的机制来控制。当开关导通时,电池会对电感器充电,若这个主动开关被切断,那么电流就会通过整流器,然后进入输出电容,于是这个电容就被充电。

受到了升压转换器特性的影响,它的输入电流会连续,但输出电流却不会,因此当您在选择转换器的输入电容与输出电容时,这个特性是一项重要考虑的因素,后面将详细讨论这一点。为了提高转换效率,建议您使用一个同步整流器来搭配这个电压转换器。这种整流器为了降低导通时的功率损失,会使用一个MOSFET开关晶体管来取代常见的二极管。另一方面,为了要产生核心电压,我们还会使用另外一个线性稳压器。在这里的设计中,额定的电压降为0.8V(从3.3V降为2.5V),因此我们必须选择一个低压降的LDO线性稳压器。

2.双输出电压的驰反式转换器

图3是一个提供了两组输出电压的驰反式转换器,这个驰反式转换器的输入端会直接连到电池。

若从电池的角度来扑克,它的输入端与升压转换器的输入端非常类似,只有整流阶段有些不同;此时,电感器会被分成三个线圈,由初级线圈负责充电(与升压转换器相同),然后再透过两个次级线圈来放电。另一方面,它也是透过脉宽调制的方式来提供稳压功能,但只有一个输出端可被直接稳压,第二个输出端则是透过两个次级线圈的绕比来间接达到稳压效果。当电感器放电时,电流总是会流入电压最低的输出端。

必须注意的是,在某些极端的工作条件下,未稳压输出端可能发生问题,例如未稳压输出端承受了最大的负载,而稳压输出端却只有很小的负载、甚至完全没有负载。为了避免这个问题,若您决定使用脉宽调制的方式来控制稳压输出,而这个控制器又负责控制驰反电路的开关晶体管,那么这点也必须列入考虑。此外,在选择电容时,也须了解在这样的电路中,输入电流与输出电流都是不连续的。

针对多组输出电压的驰反式电源供给,目前并没有转换器可支持这类电路的同步整流功能,因此不可能设计一个体积很小的高效率电源供给器。在测试电路中,系统与核心的电源电压只相差0.8V,相较于“同步升压器+LDO稳压器”的方案,使用异步的驰反式方案并不能为我们带来更高的转换效率。此外,驰反式方案的设计不但需要更高的成本,而且还会占用更多的电路板面积,这是因为它必须使用特殊的电感器,而这类电感器的体积与价格都远超过标准的升压电感器,因此在本文中,我们并未考虑这种方案。

3.升压转换器后面串接一个降压转换器

第三个方案是在升压转换器的后面串接一个降压转换器,它的成本最昂贵,但是转换效率也最高。在前一个方案中,我们是把一个LDO稳压器串接在升压转换器的后面;此处,我们仍然使用了一个升压转换器,但它后面串接的并不是LDO稳压器,而是一个降压转换器。图4使用了一个标准的降压转换器,这个转换器有一个主动脉宽调制的开关晶体管。当开关晶体管处于导通状态时,电感器会被充电;当开关晶体管被切断之后,电路就进入放电阶段,电感器的电流也会流过降压转换器的整流二极管。在这个方案中,输入电压与输出电压的比例也是由开关晶体管的负载周期决定。

要定义输入与输出电容,必须了解在一个降压转换器当,输入电流是不连续的,而输出电流则是连续的,这可协助我们将电路设计最佳化。如果我们能设计降压转换器的控制方式,让它需要输入电流的时候,正好就是升压转换器提供输出电流的同时,那么只要透过“上升边缘/下降边缘”(trailing edge/leading edge)的同步控制,就可降低它对于系统电压存储电容的要求。换句话说,当升压转换器的开关晶体管被切断后,降压转换器的开关晶体管才会导通。除了这种控制方式之外,只要使用同步整流的方式,并且用一MOSFET晶体管来取代二极管,那么降压器的转换效率还能进一步增加。

电容器

升压转换器的输入端有一个输入电容,它主要是在升压器的输入端以及电池和电池的相关电路(电池的电极、电线与印制电路板上的导线)之间提供解耦合功能。一般而言,只要使用越大的电容,对电池就越有帮助。但是,要让这个电容发挥功效,它的等效串联阻抗(ESR)必须小于电池与导线的总电阻值。若事先知道这些设计参数,就可将它们做最佳化处理。由于升压转换器的输入端电流为连续,因此只须用输入电容来提供解耦合功能,并且减少输入电流中的纹波成份即可。只要达成这些目标,就算我们对这个电容采用非常低成本的设计,也不会影响到电源转换效率。

在升压/驰反式的设计中,我们必须使用一个输出电容,这样当电感在进行充电时,才能提供负载所需的电流;因此,这个电容值与它的等效串联阻抗值就成为输出电流涟波ripple的决定性因素。为了计算所允许的最小电容值,必须将一些参数列入考虑,包括最大输出电流、输出电压纹波成份以及负载周期与切换频率。此外,还可利用这个输出电容来应付输出电流的瞬时脉冲,只要这个脉冲的“转角频率”(vormer frequency)高于升压转换器的“交越频率”(crossover frequency)。为了达成这个目标,必须选择一个高效能的电容,例如陶瓷电容或是“等效串联电阻/等效串联电感”(ESR/ESL)都是很小的钽质电容。

    LDO稳压器也使用输出电容,但主要是用来稳定它的控制回路。由于LDO稳压器的回路增益很高,因此通常不必为了满足瞬时电流脉冲的需求,去增加额外的输出电容。在这种情形下,若将电能储存在LDO稳压器的输入端,就可得到更好的效果。此外,由于降压转换器的输入电流也不连续,因此它的输入电容也具有存储电能的效果,这会对输入电流脉冲产生阻尼作用,进而减少电流脉冲对于电路零件的冲击。

由于降压转换器的输出电流是连续的,因此在最理想的情形下,不必接上额外的电容,但在实际的应用中,为了稳定控制回路,并且应付转角频率高于降压转换器交越频率的高速瞬时电流脉冲,我们建议使用一个高效能的输出电容。另一方面,要应付转角频率低于交越频率的电流脉冲,最好是把电能储存在降压转换器的输入端,这是因为输入端的工作电压较高,因此就算我们使用同样大小的电容,而且这些电容的额定电压值也相同,它还是可以储存多的电能。

最终的设计与测量结果

1. 电源供给器的要求

本文使用了一套网络音频评估模块来进行实验,它需要2.5V的核心电压与120mA的最大电流;另一方面,系统的电源供给则为3.3V,所需最大电流为70mA。

2.找出核心与系统电流的转角频率

图5是一组示波器图形,针对核心(a)与系统(b)的供应电流,分别显示面对最高速电流脉冲时的上升边缘。

利用上升边缘的上升时间,可计算出电路的转角频率(fc=0.35/tr),而核心电流的计算结果则是在230KHz的范围内。由于直流电压转换器的跨越频率通常是在10KHz左右,因此为了降低这个转角频率,必须使用额外的储存与阻隔电容。如何可使用一个等效串联阻抗小于3Ω的10μF钽质电容,它可将转角频率降低至1KHz以下,并进入我们所能接受的范围。利用给定的脉冲数据,计算出转角频率为20KHz,因此为了确保电路动作正常,须加入一个10μF左右的电容,让这个频率降低至1KHz以下。

3.找出系统电源供给的最大电流脉冲

在图6的示波器图形中,显示了最坏情形下的总系统电流,由于这个电流脉冲峰值已经超过了系统最大工作电流,因此必须加大系统电源供给器(升压转换器的输出)的储存电容,才能满足这个电流脉冲的要求。利用这个脉冲的参数资料,可计算出所需的电容值,让这个脉冲电流最多只会造成0.1V的电压降。

根据计算的结果可知,最少需要225μF的储能电容,而且它们的等效串联阻抗必须小于0.1Ω。为满足这项要求,我们选择了两个120μF的钽质电容,它们的等效串联阻抗只有0.85Ω,然后在前面所介绍的两种电路架构中,将这两个电容并联至升压转换器的输出端。除了加大电容值之外,还有一种方法也可以应付这种电流脉冲,就是使用输出电流能力更强的直流电压转换器,但通常这种方式的成本较高,但通常这种方式的成本较高,也需要更多的电路板面积。

“升压转换器+LDO稳压器”的电路说明

图7是一个测试电路,它使用一个升压转换器和一个串接在后的LDO稳压器,其中升压转换器采用了TI的TPS1016组件,它是一个内建开关晶体管的同步升压转换器,可以提供3.3V的固定输出电压;此外,这颗转换器还能支持0.9~3.0V范围的完整输入电压。如同图中所示,这颗组件只须少数几个外接零件部可顺工作,它必须搭配输入电容以及输出电容,这些电容值可按前面的方法来计算。至于LDO稳压器则是使用了另一个TPS76925组件。为了保持电路的稳定动作,还必须在输出端加上一个小的钽质电容。

表1就是这个电路的元器件清单以及每种元器件所占的成本。

表1 升压转换器+LDO稳压器的电路零件与成本

元器件 说明 成本(%)
输入电容 10μF X5R 6.3V 10
升压转换的输出电容 2 X 120μF 594D 6.3V 34
LDO稳压器的输入电容 1μF X5R 6.3V 1
LDO稳压器的输出电容 10μF 293D 10V 7
升压转换器的电感 CDR63 7
升压转换器 TPS61016DGS 30
LDO稳压器 TPS76925DBV 10
其它被动零件   1
    总计 100

表2升压转换器+降压转换器的电路元器件与成本

元器件 说明 成本(%)
输入电容 10μF X5R 6.3V 10
升压转换器的输出电容 2X 120μF 594D 6.3V 34
降压转换器的输入电容 1μF X5R 6.3V 1
降压转换器的输出电容 22μF X5R 6.3V 17
升压转换器的电感 CDR63 7
降压转换器的电感 LQH4C 3
升压转换器 TPS61016DGS 30
降压转换器 TPS62006DGS 30
其他被动零件   1
    总计 100

图8则是“升压转换器+LDO稳压器”方案在1.2V输入电压(单颗NiXX电池)下正常工作时,核心电压与系统电压的纹波成份。

图8可看出,纹波的幅度比原设计值还小。此外,根据图9的上面一条波形(100mV的纹波),可找出正常工作情形下(播放音乐),网络音频评估模块的功率损耗与输入电压之间的关系。例如电压降低时,电流就会增加,而造成升压转换器输入电路的功率损耗上升。

4.“升压转换器+降压转换器”的电路说明

图10也是一组测试电路,它使用一个升压转换器和串接在后的压转换器。这组升压电路与“升压转换器+LDO稳压器”解决方案中的电路完全相同,降压转换器则使用了TPS62006组件,这是一个内建开关晶体的同步降压转换器则使用了TPS62006组件,这是一个内建开关晶体的同步降压转换器,可提供2.5V的固定输出电压,也是最容易与升压转换器同步的组件。

表2就是电路的总成本,它是根据整个电路的零件清单计算而得。

图11(电压波形图)以及图9(功率消耗,位置较低的波形)则是我们所测量的结果。

结论

比较测量所得的电力损耗值,很清楚发现“升压转换器+降压转换器”方案最有效率。例如在只用一个电池的情形下,“升压转换器+LDO稳压器”方案可提供4.2小时的工作时间,而“升压转换器+降压转换器”方案却能供应5小时的电力,这比前者多出了20%的电池使用时间。但“升压转换器+降压转换器”方案也有缺点,成本比前者高出33%,并且必须使用更多的电路板面积。毫无疑问的,“升压转换器+LDO稳压器”电路的设计简单多了,只须执行较少的计算,就可选择正确的零件,也不必实现任何的同步功能。

就DSP的未来发展而言,核心与I/O(系统)的电压差距正在增加,于是这两种方案的功率损耗差距也会随之增加,这会让驰反式解决方案更有吸引力。

编辑: 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/designarticles/power/200605/2139.html
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