逆变器的两种电流型控制方式

2006-05-07 15:49:48来源: 电源技术应用

电流型双环控制技术在DC/DC变换器中广泛应用,较单电压环控制可以获得更优良的动态和静态性能[3]。其基本思路是以外环电压调节器的输出作为内环电流给定,检测电感(或开关)电流与之比较,再由比较器的输出控制功率开关,使电感和功率开关的峰值电流直接跟随电压调节器的输出而变化。如此构成的电流、电压双闭环变换器系统瞬态性能好、稳态精度高,特别是具有内在的对功率开关电流的限流能力。逆变器(DC/AC变换器)由于交流输出,其控制较DC/DC变换器复杂得多,早期采用开关点预置的开环控制方式[1],近年来瞬时反馈控制方式被广泛研究,多种各具特色的实现方案被提出,其中三态DPM(离散脉冲调制)电流滞环跟踪控制方式性能优良,易于实现。本文将电流型PWM控制方式成功用于逆变器控制,介绍其工作原理,与电流滞环跟踪控制方式比较动态和静态性能,并给出仿真结果。

1 三态DPM电流滞环跟踪控制方式

电流滞环跟踪控制方式有多种实现形式[1,2,4,5],其中三态DPM电流滞环跟踪控制性能较好且易于实现[1]。参照图1,它的基本工作原理是:检测滤波电感电流iL,产生电流反馈信号if。if与给定电流ig相比较,根据两个电流瞬时值之差来决定单相逆变桥的4个开关在下一个开关周期中的导通情况:ig-if>h时(h见图1,为电流滞环宽度,可按参考文献[1]P64式5-2选取)S1、S4导通,UAB=+E,+1状态;ig-if<-h时S2、S3导通,UAB=-E,-1状态;|ig-if|仿真和实验表明,iL正半周,逆变器基本上在+1和0状态间切换,而iL负半周,逆变器基本上在-1和0状态间切换,只有U0过零点附近才有少量的+1和-1之间的状态跳变,从而使输出脉动减小。

2 电流型准PWM控制方式

综合常规PWM单、双极性工作方式的优缺点,并借鉴滞环控制技术,得到改进的电流环控制电路如图2。S3、S4基本上以低频互补,S1、S2以高频互补方式工作。其基本工作原理:

(1)ig正半周,即ig>0时

比较器CMP1输出高电平,S3一直关断。

时钟信号CLK的上升沿将触发器RS1置1,S1、S4导通,S2关断,UAB为+E,iL按式(1)上升

M1=diL/dt=(E-U0)/L    (1)

当iL升至if>ig时RS1翻转,S1关断、S2导通,UAB为0,iL按式(2)变化

M2=diL/dt=-U0/L   (2)

若U0>0,则iL下降,至开关周期结束;而若U0<0,则iL继续上升,此时可能出现三种情况:

①if上升率小于ig,则if相对于ig下降至开关周期结束;

②if上升率略大于ig,开关周期结束时if大于ig而小于ig+h,则下一个开关周期仍保持该状态(UAB为0);

③若if升至ig+h,则CMP3翻转为1、将RS3清零,S4关断,负载通过D2、D3续流,UAB为-E,iL按式(3)下降至开关周期结束。if的峰值不大于ig+h

M2=diL/dt=-(E+U0)/L    (3)

(2)ig负半周,即ig<0时

比较器CMP1输出低电平,S4一直关断。

时钟信号CLK的上升沿将触发器RS2清0,S2、S3导通,S1关断,UAB为-E,iL按式(3)下降。

当iL降至if0,则iL继续下降,此时也可能出现三种情况:

①if下降率小于ig,则if相对于ig上升至开关周期结束;

②if下降率略大于ig,开关周期结束时if小于ig而大于ig-h,则下一个开关周期仍保持该状态(UAB为0);

③若if降至ig-h,则CMP4翻转为1,RS3清零,S3关断,负载通过D1、D4续流,UAB为+E,iL按式(1)上升至开关周期结束。|if|的峰值不大于|ig-h|,即|ig|+h。

可见,这也是一种三态工作方式:iL与U0同相时,逆变器工作在PWM方式,在1状态和0状态(或-1状态和0状态)间转换;二者反相时,滞环才起作用,它使逆变器在1,0和-1三种状态间转换。

3 静态性能的比较

以某逆变器为例,分析和比较上述两种控制方式下的动态和静态性能。电路参数:E=180VDC,L=1mH,C=20μF;调制频率为f;输出:U0=115VAC、fo=400Hz;额定负载:1kVA电流和电压反馈系数分别为0.4167和0.25;电压调节器为PI型:放大倍数Ap=13.5,时间常数τ1=0.27ms;

表1为不同负载和不同调制频率下U0与基准电压Ur的静态误差和U0的THD。

静差定义为:,式中U01是U0基波份量有效值,Uon为输出电压额定值。

表1 不同控制方式下的稳态性能的比较

1.f=20kHz 静差(%) THD(%)
PWM 滞环 PWM 滞环
空载 1.02 1.02 3.8 2.8
阻性满载 0.97 0.97 2.6 2.0
感性满载(cosφ=0.7) 0.9 0.94 11.2 3.5
整流性负载 1.02 1.01 3.2 3.7
2.f=30kHz 静差(%) THD(%)
PWM 滞环 PWM 滞环
空载 1.02 1.02 0.73 0.7
阻性满载 0.98 0.98 1.1 0.77
感性满载(cosφ=0.7) 0.94 0.95 2.0 1.4
整流性负载 1.02 1.02 2.8 3.0
3.f=30kHz 静差(%) THD(%)
PWM 滞环 PWM 滞环
空载 1.03 1.02 0.5 0.24
阻性满载 0.98 0.98 0.33 0.26
感性满载(cosφ=0.7) 0.95 0.95 0.68 0.41
整流性负载 1.02 1.03 1.9 2.2

分析表1及仿真波形(略),发现:

(1)调制频率f较低时,电流型准PWM波形失真较严重,但其THD随f升高而迅速减小。

(2)功率开关管在电流型PWM方式时的平均开关频率高于滞环方式,这意味着前者的开关损耗较大。

(3)电流型PWM方式下,谐波分量集中在调制频率及其整倍数附近,而电流滞环跟踪控制方式下UAB的谐波比较平均地分布在较宽的范围内,调制频率较低时容易产生较大的噪音。

(4)输出电压静差基本上不受电流跟踪方式、调制频率的影响,而主要取决于电压调节器参数,也受主电路参数影响。

4 动态性能的比较

由于开关点的离散性,DPM电流跟踪控制方式在控制电路中引入了一个时间常数为1/f的等效纯滞后环节,对闭环系统的稳定性和动态性能有不利影响。图3为起动及负载变化时两种控制方式下的电感电流iL和输出电压U0仿真波形。可见,PWM方式下的动态性能较好,特别是调制频率较低时,差别更明显。但随着调制频率的提高,滞后时间常数减小,滞环方式的动态性能明显改善,接近于PWM方式。

改变PI电压调节器参数(减小放大倍数或增大积分时间常数)可以改善动态响应的稳定性、减小动态压降,但又将增大静态误差,即重载时的电压降落,延长调节时间。换言之,在达到同样动态性能的前提下,电流型PWM控制方式允许较大的放大倍数或较小的积分时间常数,从而获得更好的静态性能。

5 结语

三态DPM电流滞环跟踪控制方式实现简单,开关损耗较低、失真较小。电流型准PWM控制方式可以获得较好的动态性能,特别是系统稳定性及较小的输出电压降落,电路实现比较复杂,它适于调制频率较低或逆变器输出滤波电感L、电容C较小的情况。而调制频率较高时,三态DPM电流滞环跟踪不失为一种简单而性能优良的控制方式。

编辑: 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/designarticles/power/200605/2107.html
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