四象限DC/DC零电压开关准谐振罗氏变换器

2006-05-07 15:49:47来源: 电源技术应用

高功率密度的开关电感变换器已成功地应用于DC/DC变换器[7-9]中,但是在开关闭合和关断的转换期间,很大的电流和电压所产生的交叠,会在变换器内部两只开关管上产生较大的功率损耗。

    运用软开关技术可以减少这种功率损耗[10-14]。然而大多数文章中论述到的这类变换器仅是单象限运行。本文介绍的新型四象限DC/DC零电压开关准谐振罗氏变换器,能够有效地降低变换器的开关损耗,从而提高功率传输效率。变换器电路如图1所示。电路1实现I、II象限内的运行;电路2实现III、IV象限内的运行;电路1和电路2可以通过辅助开关实现相互转换。每一个电路都是由一只主电感L和两只开关管及辅助元件所组成。假设主电感L足够大,则通过它的电流iL可认为是一常数。源电压V1和负载电压V2通常情况上是恒定的,例如令V1=42V,而V2=±28V[7-9]。

    它的四种运行模式如下:

    (1)模式A(象限I):电能由V1端传向V2端;

    (2)模式B(象限II):电能由V2端传向V1端;

    (3)模式C(象限III):电能由V1端传向-V2端;

    (4)模式D(象限IV):电能由-V2端传向V1端。

    每种模式都有两个状态:“通”状态和“断”状态,其开关状态如表1所示[6,7,9]

表1 开关状态(空白表示关断)

电路、开关或二极管 模式A(象限-I) 模式B(象限-Ⅱ) 模式C(象限-Ⅲ) 模式D(象限-Ⅳ)
状态-通 状态-断 状态-通 状态-断 状态-通 状态-断 状态-通 状态-断
电路 电路1 电路2
S1            
D1            
S2            
D2            

2 模式A

    模式A是一零电压开关(ZVS)buck变换器,其等效电路、电流和电压的波形图如图2所示。开关导通和关断周期可分为四个时间段:0~t1、t1~t2、t2~t3、t3~t4。导通时间为kT=(t4-t2),此时输入电流流经开关S1和主电感L。整个周期为T=t4。谐振电路为Lr—Cr1。

    谐振角频率为:ω=

    特征阻抗为:

    谐振电压(交流分量)为:

    vc1(t)=Z1ILsin(ω1t+α1)    (3)

    考虑到直流分量V1,电压峰值为:

    Vc1-peak=V1+Z1IL    (4)

2.1 时间间隔0~t1

    当t=0时开关S1关断,电容Cr1上的电压vc1以斜率IL/Cr1线性增加,但始终比源电压V1小,因此,二极管D2上无电流流过。设当t=t1时,电压vc1等于源电压V1,则t1为:

    相应的位移角为:α1=som-1(V1 / Z1IL)    (6)

2.2 时间间隔t1~t2

    在这一时间段,由于电容电压,vC1比源电压V1高,所以电流流过二极管D2。电路Lr-Cr1谐振。电压vc1的波形为一正弦函数曲线。当过峰值Vc1-peak后,电压会下降到0(t=t2)。如果变换器工作在准谐振状态,则开关S1在t=t2时导通。由此可见开关S1是在电压为零条件下由关断状态转向导通的(模式B、C、D亦然)。这一时间间隔为:

    t2-t1=1 / ω1(π+α1)    (7)

    同时,流过电感Lr的电流ir也是一正弦函数。当t=t2时,电流ir的相应值ir01为:

    ir01=-ILsin(π/2+α1)=-ILcosα1    (8)

2.3 时间间隔t2~t3

    由于二极管D1不允许谐振电压vC1为负值,所以vC1=0。续流二极管D2导通,电流ir以斜率V1/Lr线性增加。因为负载电流IL是一常数,所以电流ir在时间间隔t2~t3内从ir01线性变化至IL。设电流在t=t3′时为0,则

    t3`-t2=-ir01Lr / V1    (9)

    t3-t2=(IL-ir01)Lr / V1=IL(1+cosα1)Lr / V1    (10)

2.4 时间间隔t3~t4

    在这一时间段,负载电流由电源提供,二极管D2始终处于截止状态。输出电流等于流过主电感L的电流IL则输入电流平均值I1为:

    因此,

    导通占空比为:

    整个开关周期为:T=t   (14)

    相应的频率为f=1/T    (15)

3 模式B

    模式B是一零电压开关(ZVS)boost变换器,其等效电路、电流和电压波形如图3所示。开关导通和关断周期可分为四个时间段:0~t1、t1~t2、t2~t3、t3~t4。导通时间为kT=(t4-t2),输出电流仅在时间段(t4-t3)内流经电源V1。整个周期为T=t4。谐振电路为Lr—Cr2。

    谐振角频率为:

    特征阻抗为:

    谐振电压(交流分量)为:

    vC2(t)=Z2ILsin(ω2t+α2)    (18)

    考虑到直流分量V1,电压峰值为:

    VC2-peak=V1+Z2IL(19)

3.1 时间间隔0~t1

    t=0时开关S2关断,电容电压vC2以斜率IL/Cr2线性增加。设当t=t1时此电容电压等于源电压V1,则t1为:

    t1=V1Cr2 / IL    (20)

    相应的位移角为:α2=sin-1(V1) / (Z2IL)    (21)

3.2 时间间隔t1~t2

    在此时间段内,电路Lr-Cr2谐振,电压vC2比源电压V1高,其波形为一正弦函数曲线。当过峰值后,电压会下降到0(t=t2)。如果变换器工作在准谐振状态,则开关S2在t=t2时导通。

    这一时间间隔为:

    t2-t1=1 / ω2(π+α1)    (22)

    同时,流过电感Lr的电流ir也是一正弦函数,当t=t2时相应的电流值ir02为:

    ir02=IL[1+sin(π/2+α2)]=IL(1+cosα2)    (23)

3.3 时间间隔t2~t3

    由于二极管D2不允许谐振电压vC2为负值,所以电容Cr2上的电压为零。电流ir以斜率-V1/Lr线性减小。因为负载电流IL是一常数,所以电流ir在时间间隔t2~t3内从ir02线性减小至0。设在t=t3′时电流ir下降为IL,则

    t3`-t2=(ir02-IL)Lr / V1    (24)

    t3-t2=-ir02Lr / V1    (25)

3.4 时间间隔t3~t4

    在这一时间段,开头S2导通,负载电流IL不再流经电源。忽略功率损耗,且认为I2=IL,我们得出输出电流平均值I1为:

    和    V2 / V1 =1 / T (t3-t1)=t3-t1 / t4    (27)

    因此,t4-t3=(V1 / V2 -1)(t3-t1)-t1    (28)

    导通占空比为:k=t4-t2 / t4    (29)

    整个重复周期为:T=t4    (30)

    则相应频率为:f=1/T    (31)

4 模式C

    模式C是一零电压开关(ZVS)buckboost变换器,其等效电路、电流和电压波形如图4所示。开关导通和关断周期可分为四个时间段:0~t1、t1~t2、t2~t3、t3~t4。导通时间为kT=t4-t2,此时输出电流I1流经开关S1和主电感L。整个周期为T=t4。谐振电路为Lr1-Cr。

    谐振角频率为:

    特征阻抗为:

    谐振电压(交流分量)为:

    vc1(t)=Z1ILsin(ω1t+α1)    (34)

    考虑到直流分量V1,电压峰值为:

    VC1-peeak=V1+V2+Z1IL    (35)

4.1 时间间隔0~t1

    t=0时开关S1关断,电容Cr1上的电压vc1以斜率IL/Cr1线性增加,但始终比电压V1小,因此二极管D2上无电流流过。设当t=t1时,电压vc1等于(V1+V2),则t1为:t1=(V1+V2)Cr1 / IL    (36)

    相应的位移角为:α1=sin-1(V1+V2) / Z1I   (37)

4.2 时间间隔t1~t2

    在这一时间段,由于电容电压vc1比源电压V1+V2高,所以电流流过二极管D2。电路Lr-Cr1谐振。电压vc1的波形为一正弦函数曲线。当过峰值VC1-peak后,电压继续下降到零(t=t2)。如果变换器工作在准谐振状态,则开关S1在t=t2时导通。

    这一时间间隔为:t2~t1=1 / ω1 (π+α1)    (38)

    同时,流过电感Lr的电流ir也是一正弦函数。当t=t2时,电流ir的相应值ir01为:

    ir01=-ILsin(π/2+α1)=-ILcosα1    (39)

4.3 时间间隔t2~t3

    由于二极管D1不允许谐振电压vc1为负值,所以vc1=0。续流二极管D2导通,电流ir以斜率(V1+V2)/Lr线性增加。因为负载电流IL是一常数,所以电流ir在时间间隔t2~t3内从ir01线性变化至IL。设电流在t=t3′时下降为0,则

    t3`-t2=ir01Lr / V1+V2    (40)

    t3-t2=(IL-ir01)Lr / V1+V2 =IL(1+cosα1)Lr / V1+V2    (41)

4.4 时间间隔t3~t4

    在这一时间段,负载电流由电源提供,二极管D2始终处于截止状态。输出电流等于流过主电感L的电流IL,则输入输出电流平均值分别为:


    因此,t4-t3 =V2(t3-t1) / V1    (44)

    导通占空比为:k=t4-t2 / t4    (45)

    整个开关周期为:T=t4    (46)

    相应的频率为:f=1/T     (47)

5 模式D

    模式D是一交叉零电压开关(ZVS)buck-boost变换器,其等效电路、电流和电压波形如图5所示。开关导通和关断周期可分为四个时间段:0~t1、t1~t2、t2~t3、t3~t4。导通时间为kT=t4-t2,输出电流仅在时间段t4-t3内流经电源V1。整个周期为T=t4。谐振电路为Lr-Cr2。

    谐振角频率为:

    特征阻抗为:

    谐振电压(交流分量)为:

    vc2(t)=Z2ILsin(ω2t+α2)    (50)

    考虑到直流分量V1,电压峰值为:

    Vc2-peak=V1+Z2IL    (51)

5.1 时间间隔0~t1

    t=0时开关S2关断,电容电压vc2以斜率IL/Cr2线性增加。设当t=t1时此电容电压等于(V1+V2),则t1为:t1=(V1+V2)Cr2 / IL    (52)

    相应的位移角为:α2=sin-1(V1+V2) / Z2IL    (53)

5.2 时间间隔t1~t2

    在此时间段内,电路Lr-Cr2谐振,电压vc2比总电压(V1+V2)高,其波形为一正弦函数曲线。当过峰值后,电压会下降到零(t=t2)。如果变换器工作在准谐振状态,则开关S2在t=t2时导通。这一时间间隔为:t2-t1=1 / ω2 (π+α2)    (54)

    同时,流过电感Lr的电流ir也是一正弦函数。当t=t2时相应的电流值ir02为:

    ir02=IL[1+sin(π/2+α2)]=IL(1+cosα2)    (55)

5.3 时间间隔t2~t3

    由于二极管D2不允许谐振电压为vc2负值,所以电容Cr2上的电压为零。电流ir以斜率-(V1+V2)/Lr线性减小。因为主电感上的电流IL是一常数,所以电流ir在时间间隔t2~t3内从ir02线性减小至0。设在t3′时电流ir下降为IL,则

    t3`-t2=(ir02-IL)Lr / V1+V2    (56)

    t3-t2=ir02Lr / V1+V2    (57)

5.4 时间间隔t3~t4

    在这一时间段,开关S2导通,主电感上的电流IL不再流经电源。忽略功率损耗,我们得出输出电流平均值分别I1为:


    因此,t4-t3=V2 / V1 (t3-t1)    (60)

    导通占空比为:k=t4-t2 / t4    (61)

    整个重复周期为:T=t4    (62)

    相应的频率为:f=1/T    (63)

6 实测结果

    我们以一个±28V的直流电池做为负载、一个42V的直流电池做为电源来进行测试。测试条件为:V1=42V,V2=±28V,L=30μH,Lr=4μH,Cr1=Cr2=1μF且体积=40(in3)。实测结果如表2所示。可见,其平均功率传输效率高于96%,且总的平均功率密度(PD)为17.6W/in3。

表2 不同频率时的实测结果

模式 f(kHz) Lr(μH) Cr1=Cr2(μF) I1(A) I0(A) IL(A) P1(W) P0(W) η(%) PD/(W/in 3)
A 23 4 1 17.16 25 25 720.8 700 97.1 17.76
A 23.5 4 1 16.99 25 25 713.7 700 98.1 17.67
A 24 4 1 16.82 25 25 706.6 700 99 17.58
B 54 4 1 25 16.13 25 700 677.6 96.8 17.22
B 54.5 4 1 25 16.28 25 700 683.8 97.7 17.3
B 55 4 1 25 16.43 25 700 690.1 98.6 17.38
C 44 4 1 17.64 24.27 45 740.9 679.6 91.7 17.76
C 44.5 4 1 17.32 24.55 45 727.6 687.5 94.5 17.69
C 45 4 1 17.01 24.83 45 714.5 695.2 97.3 17.62
D 29.5 4 1 26.65 16.27 45 746.3 683.5 91.6 17.87
D 30 4 1 26.34 16.55 45 737.6 695.1 94.2 17.91
D 30.5 4 1 26.28 16.83 45 735.9 706.7 96 18.03

    经典变换器的功率密度通常小于5W/in3,因而本文所介绍的这种变换器的功率密度要高得多。由于开关频率较低(f<56kHz)且工作在简谐状态,所以高次谐波分量很小。通过快速傅立叶变换(FFT)分析,我们得出其总体谐波失真(THD)非常小,因此电磁干扰(EMI)很弱,可以满足电磁灵敏度(EMS)和电磁兼容性(EMC)的要求。

7 结语

    一种新型的四象限DC/DC零电压开关准谐振变换器已开发出来。由于它应用了软开关技术,因而极大地降低了开关功率损耗,实现了高效率的功率传输。由于开关频率较低且工作在简谐状态,所以其高次谐波分量很小。通过FFT分析,我们得出总体谐波失真(THD)非常小,所以电磁干扰(EMI)很弱,可以满足电磁灵敏度(EMS)和电磁兼容性(EMC)的要求。实验结果证实了这种变换器的上述优点和文中的分析。

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