差频式高频链双向同步解调控制电路的分析与研究

2006-05-07 15:49:46来源: 电源技术应用

特别是在各类专用变频电源、UPS中,人们对其电气性能、工作效率等指标提出了愈来愈高的要求,以适应特定场合的需要,但由于装置中很可能有低频隔离变压器,使得逆变电源的功率密度指标的提高受到了极大的限制。为了克服低频变压器的影响,近几年来人们开发设计出各种高频逆变电源,突破了低频变压器的重量体积指标的重大障碍,但现有的高频链逆变器大多属于单向电压源高频链[2],采用单向传输方式。双向电压源高频链逆变器虽然解决了双向传输功率的问题[1][3][5][6],但由于常采用单片微机控制,存在控制电路复杂等问题。

    本文从模拟控制的角度出发,提出了双向电压源逆变器的双向同步解调控制电路。

2 差频式高频链逆变电路的工作原理

    图1是一种基于差频原理的隔离推挽式高频链逆变电路,这种电路工作的基本原理是利用两组高频推挽逆变器得到频率为(fs+f0)和(fs-f0)的两组高频逆变器的开关频率(fs为载波频率,f0为输出基波频率),经过高频变压器隔离,在高频变压器的次级形成高频正弦电压,然后根据差频原理得到具有双向电压源特性的差频电压波形,如图2所示,此差频电压波形经双向同步解调后得到的波形如图3所示。

3 双向同步解调电路的工作原理

    双向同步解调电路如图4所示,其中S1、S2和S3、S4组成双向电压、电流开关,L、C及高频变压器绕组N1、N2组成双向全波解调电路。

    实现解调的原理可用下式推导出来:

    已知已调制后的信号,即差频电压的数学表达式为:

    us=Umsin[2π(fs+f0)t]-Umsin[2π(fs-f0)t]

    =2Umcos2πfst·sin2πf0t    (1)

    式中:Um——高频正弦化电压幅值;

    fs+f0,fs-f0——两个推挽电路的工作频率;

    fs——载波频率;

    f0——调制频率。

    根据乘积检波器的工作原理将已调制信号乘以载波信号得:

    u=ua(t)uS(t)=U2mcosω0t(1+cos2ωst)   (2)

    再通过低通滤波器便可还原调制信号。

    利用二极管的非线性特性及二极管的平衡电路可形成乘法器与加法器电路,如图5所示。

    设二极管的静态特性曲线为非线性,可用幂级数展开为:

    id=Io+b1us+b2us2+……    (3)

    式中:Io——二极管偏置工作点电流;

    us——输入调制后的差频电压;

    b1、b2——展开系数(常数)。

    设流过二极管的非线性电流为:

    i1=a0+a1(u2+u1)+a2(u2+u1)2+……

    i2=a0+a1(u1-u2)+a2(u1-u2)2+……

    i1-i2=2a0u2+4a1u2u1+……    (4)

    式中:u1——载波电压;

    u2——调制后电压。

    在功率电路中认为二极管是开关器件,则

    i∝(i1-i2)=2a1u2    (5)

    由式(5)可知,将图5中u1信号变为差频调制信号,则输出即可得到调制信号:

    uO(t)∝2a1u2Z0

    图5中的输出信号仅为半波电压,通过可控开关功率器件组合,即可得到图4的输出全波电压,波形如图3所示。

    由于Z0的性质不同,双向全波解调控制模式有所不同。

4 双向同步解调电路的控制模式

    由于现有的功率开关器件反向耐压的限制,双向同步解调电路一般采用两个全控开关管反串的方式构成,根据负载的性质不同,采用不同的控制方式来实现电流的双向流动,从而实现解调。

4.1 纯电阻负载的解调控制

    当负载为纯电阻负载时,输出电流与输出电压相位差φ=0,即输出电流与输出电压同相。如图6所示,当差频输出电压为零时,滤波电感中的电流也为零,此时通过控制驱动信号使双向同步解调开关换向导通,其开关管的电流,理论上也为零,即开关管全部为零电压、零电流导通,且控制最为简单,仅有正向解调和反向解调两个阶段。

    (1)正向解调阶段

    在区间I,t0时刻,当差频输出电压为零时,控制正向解调开关管S1和S3导通,反向解调开关管S2和S4关断。此时,滤波电感中的电流为零,双向同步解调电路工作于正向解调阶段,S1和S3工作在软开关模式。

    (2)反向解调阶段

    在区间II,t1时刻,当差频输出电压为零时,输出电感中的电流同样为零,控制反向解调开关管S2和S4导通,正向解调开关管S1和S3关断。此时,双向同步解调电路工作于反向解调阶段,S2和S4工作在软开关模式。

    其输出电压和输出电流及各开关管的驱动波形如图6所示。

4.2 感性负载的解调控制

    当负载为感性时,因电感电流相位滞后,其输出电压与输出电流相位差φ>0,即当输出电压为零时,其输出电流不为零,此时电感中的电流没有换向,若此时开通双向同步解调开关管,则开关管将承受较大的正向或反向峰值电流,因此当负载电流由零变正之前,正向解调开关管必须导通,反向解调开关管应该关断,电感中的电流将能量回馈给电源;当负载电流由零变负之前,反向解调开关管必须导通,正向解调开关管应该关断,电感中的电流将能量回馈给电源。其双向同步解调过程可分为四个阶段,见图7。

    (1)正向解调阶段

    在区间I,t0时刻,当差频输出电流为零时,控制正向解调开关管S1和S3导通,反向解调开关管S2和S4关断,正向解调开关管S1和S3始终加触发信号,开关管按不控解调方式工作,S1和S3工作在软开关模式。

    (2)正向能量回馈阶段

    在区间II,t1时刻,当差频输出电压为零时,因为输出电流iout>0,控制正向解调开关管S1和S3高频通断,反向解调开关管S2和S4关断,UA<0时(见图1),S1导通,UB<0时,S3导通,S1和S3交替导通。

    (3)反向解调阶段

    在区间III,t2时刻,当差频输出电流为零时,控制反向解调开关管S2和S4导通,正向解调开关管S1和S3关断,反向解调开关管S2和S4始终加触发信号,开关管按不控解调方式工作,S2和S4工作在软开关模式。

    (4)反向能量回馈阶段

    在区间IV,t3时刻,当差频输出电压为零时,因为输出电流iout<0,控制反向解调开关管S2和S4高频通断,正向解调开关管S1和S3关断,UA>0时,S2导通,UB>0时,S4导通,S2和S4交替导通。

    由此可见,在区间I和IV可获得正半波的输出电压,在区间II和III可获得负半波的输出电压。

    其双向同步解调输出电压、输出电流、滤波后输出电压波形及各开关管的驱动波形如图7所示。

4.3 容性负载的解调控制

    当负载为容性时,因电容电压相角滞后,其输出电压与输出电流相位差φ<0,即当输出电流为零时,其输出电压不为零,若此时开通双向同步解调开关管,则开关管将承受较大的正向或反向峰值电流,因此当负载电流由零变正后,反向解调开关管必须关断,正向解调开关管应该高频导通,电感中的电流将能量回馈给电源;当负载电流由零变负后,反向解调开关管必须导通,正向解调开关管应该关断,电感中的电流将能量回馈给电源。容性负载时开关管的驱动波形与感性负载驱动波形大致相同,只是控制的相位不同。

5 双向同步解调控制电路的实现方式

    根据以上的分析,设计了纯电阻负载和感性负载下的双向同步解调电路的控制电路,其控制电路和基本结构如图8所示。

    实验中双向同步解调电路的驱动信号是从输出电压和输出电流中取样后,经过过零比较器和相位比较器分别取出图7a、b、c、d中II、IV区间的脉冲波形后与两个3525输出的高频脉冲方波经过与门电路形成高频脉冲波(见图7a、b、c、d中II、IV区间的高频脉冲)与555产生的400Hz的方波信号经过或门电路形成图7中的驱动波形。根据主电路A、B两点的电压关系,用一个模拟开关来驱动双向同步解调开关管S1、S2、S3、S4。

    需要说明的是:当uO=0,iO≠0时,在3525的PWM工作期间,开关管S1、S2、S3、S4均同时导通,但由于电感电流未换向,S2、S4或S1、S3不能真正导通。

6 实验结果

    图9~图12是我们研制的某航空电源的实验波形,实验中两个推挽逆变器的工作频率分别为20kHz和19.2kHz,输入电压为27V,输出电压为400Hz、115V的正弦电压。双向同步解调电路使用普通的MOS管,实验结果与理论分析基本一致。

编辑: 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/designarticles/power/200605/2065.html
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