多路变换器突破1MHz频率极限

2006-05-07 15:49:46来源: 电子产品世界

    微处理器和外围设备对功率的要求日益提高,但直接从交流-直流变换器获取功率是不太可能的。与此同时,对电压的要求越来越苛刻,为了获得快速瞬变响应,还要求最大限度地减少电源与负载之间的距离,这样,分布式电源结构(见图1)变得热门起来。分布式电源结构允许设计人员将整个系统中少量的标准电压线路分门别类使用直流-直流变换器逐步升高或降低电压,最终获得所需的输出电压。

    以前,由于工作电流通常低于30A,向微处理器供电的直流-直流变换器一般由单路标准或同步补偿变换器组成。不过,如今的处理器工作电流超过了30A,并将呈指数增长,单路补偿变换器已无法有效地向新一代处理器供电,因为:
 
    1) 控制输出脉动电流需要更高的电感 

    2) 而增加电感来减少脉动电流会延长瞬变响应时间

    3) 为了避免功率浪费,需要设置散热装置解决集中功率耗散问题

    4) 为控制高电流而并联MOSFET,需要克服电流均分与充足的供电电流的冲突

新型方法

    多路变换器正逐步取代单路变换器。图2 是一个四路电路结构。通过并联多路插入式变换器,可减少每路的峰值电流,并改善以下参数: 

    1) 脉动电流最小化

    · 输入脉动电流

    · 输出脉动电流

    2) 降低无源元件的参数值

    · 输入电容

    · 输出电感

    · 输出电容

    3) 减少瞬变响应时间

    多路变换器的输入脉动电流可能是连续的,也可能是间断的,主要取决于路的数量、相移及变换器的负载周期。通常,用路数除以360o得到相移值,负载周期是VOUT/VIN的比值。图3是一个四路变换器的输入脉动电流波形图。无论是连续的还是间断的,多路变换器的输入脉动电流总是低于单路的传统变换器。只要选择合适的相移,最糟糕的输入脉动电流也只会近似于单路峰值输出电流。减少输入脉动电流后,变换器就可采用较少数量的输入电容器。多路变换器从输入电容器处获得所有脉冲输入电流,从而增加了输入脉动频率,又可进一步减少输入电容器数量。

    同步补偿电路的输出脉动电流通常设为输出峰值电流的30%。图4 是90o相移四路变换器的输出脉动电流实例。每路的输出脉动电流汇总到输出电容器,从而可抵消脉动。相移及路数决定抵消的程度。对于同样的输出电感设计,脉动抵消减少了输出电容的峰值-峰值输出脉动电流,从而可减少无源输出元件的参数值。设计人员可以减少输出电容器的数量,同时维持原有的输出电感;也可以减少每路的输出电感,同时维持原有的输出电流脉动指标。汇总的输出脉动电流所增加的脉动频率,视路数不同而不同。 

    减少瞬变响应时间对多路变换器至关重要。每路的输出电感处于并联状态,可减少有效输出电感,并联路数不同,效果也有所不同。因此,n-路多路变换器可减少输出电路瞬变响应时间,n值越大,瞬变时间越短。以下是两种改善瞬变响应能力的方案。方案一是在负载瞬变过程中设置较大的输出电压变量,因为减少的输出脉动电压只消耗一小部分输出电压允许总误差值。方案二是通过减少每路输出电感来增加输出电流脉动比率,因为多路电路中的输出脉动电流较低。 

    在500kHz以上运作多路变换器抵消了脉动频率效果,从而在变换器设计中可采用更低的电感值,使用更少的电容器。高工作频率还允许设计人员全部使用表面贴装元件,从而可减少大多数元件的尺寸,也可缩小印刷电路板。不过,提高工作频率会增加MOSFET开关损耗,从而降低效率。有尺寸限制的变换器通常选用200kHz-300 kHz的工作频率。超过这一范围,MOSFET的开关损耗就会明显增加,而无源元件的尺寸和数量却不会明显减少。要显著减少无源元件的尺寸,变换器需要工作在1MHz频率以上。

突破1MHz运作频率极限

    MOSFET技术的进步为变换器以1MHz工作铺平了道路。图5是同步补偿电路及Q1(驱动FET)和Q2(同步FET)功率损耗的简化方程式。显然,Vin 或频率对Q1开关损耗有决定性的影响, 而Iout 对Q2的导通损耗有重要影响。最佳的驱动FET应具有最低的QSWITCH x RDS(ON) 值。Qswitch 是栅极临界值,为栅-源电荷与栅-漏极电荷之和 (Qgs2 + Qgd)。最佳的同步FET则要求低RDS(ON) 耦合Cdv/dt的抗扰性。由于Q2漏极与变换器开关节点相连,它成为地与Vin之间过渡的桥梁。随着Q1的开启和关闭,漏极电压的变化dV/dt会以电容形式耦合到Q2栅,感应出一个足以导通MOSFET的电压脉冲值,形成短路电流。因此,必须最大限度地减少Qgd/Qgs1 的比率(栅-漏极电荷/单位栅-源极电荷临界值),以减少导通Cdv/dt的可能性。

    国际整流器公司的直流-直流优化IRLR8103及IRLR8503可满足上述MOSFET芯片组的特定标准。IRLR8503具有低至65的QSWITCH x RDS(ON) 值(D-Pak 封装),是最佳的高频Q1 MOSFET。IRLR8103具有极低的RDS(ON)(4.5 Vgs下通常为8mΩ,Qgd/Qgs1 比率为0.8,是理想的Q2 MOSFET。
 
优越于分离式方案

    多路系统往往要求更多的元件,因而与传统的单路设计相比,需要更多的主板空间和更复杂的设计。国际整流器公司通过将每路所需的全部电源、驱动器和无源元件集成在单一的多芯片模块(MCM)上,解决了上述问题。与同类分离式方案相比,在单一封装内集成所有元件可节约主板空间50%以上,并免除了所有重要的布局设计(见图6),进而减少了寄生电容和电感。寄生元件减少后,多芯片模块可在更高的频率上实现与分离式方案相同的效率,或在相同频率下获得更高的效率。更小的尺寸及更高的操作频率还允许设计人员在最小的电路板面积上获得上百安培的电流。

    图6将未来高电流、多路、同步补偿系统与现有系统进行了比较,展示了该项技术的潜在益处。

编辑: 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/designarticles/power/200605/2033.html
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