产品的电磁兼容性设计(连载)

2006-05-07 15:49:58来源: 电源技术应用

前两讲分别介绍了在电磁兼容测试中遇到的两大问题:抑制产品本身的骚扰发射和提高产品自身的抗干扰能力。它多少给人以应付测试的味道。本讲介绍产品内部的电磁兼容性设计,属主动设计。文中就常见的共性问题提出一些原则措施,涉及内容有印制电路板设计,直流开关稳压电源设计,设备内部的布线,屏蔽电缆的使用,静电防护和开关接点处理等。

1 印制电路板设计中的注意点

(1)当高速、中速和低速逻辑电路混用时,要在印制电路板上分配不同的布局区域。例如将高速电路布在靠近电路板的入口处,它可使高频电流的走线为最短,有助于降低电路板内部的串扰、公共阻抗耦合和辐射发射。

(2)对低电平模拟电路和数字逻辑电路要尽可能分离。

(3)电源线和地线要尽可能地宽,而且电源线和地线要尽可能地靠近,最好的办法是电源线布在印制电路板的一面,而地线布在另一面,上下重合,这会使电源的阻抗为最小。另外,整块印制板上的电源线和地线要呈“井”字形分布,以达到电路板中电流均衡的目的。

(4)要为模拟电路敷设专门的地线。

(5)为了减少平行走线时的串扰,必要时可增加印制线条间的距离,或在线条间有意识地安插一些地线(或电源线)作为隔离措施。

(6)印制电路板设计中要特别注意电流流过电路中的导线环路尺寸。因为这些环路就相当于是正在工作中的小天线,随时随地向空间辐射骚扰,或接收干扰。布线中尤其要注意时钟部分的布线,因为这是整个系统中工作频率最高的部分。

(7)如有可能,在控制线进入印制板后,在入口处加RC去耦电路,以便消除长线传输过程中可能出现的干扰因素。

(8)印制板上的线宽不要突变,导线不要突然拐角。

(9)在选用逻辑集成电路时,凡能不用高速电路的就不要用高速电路。

(10)在每个逻辑集成电路的电源和地之间都要加去耦电容,以免逻辑电路工作时在公共电源与地线上产生开关噪声。电容器要选择高频特性好的,如独石电容等,典型值为10nF~100nF。

(11)要注意长线传输过程中的波形畸变,必要时要采取阻抗匹配措施。方法有两种(以TTL电路为例):

①始端匹配:在IC电路输出端串联150Ω电阻后再带长线;

②终端匹配:在被驱动电路接一个由300Ω和390Ω构成的“分压”电路(“分压点”接长线与IC电路输入的公共端)。

(12)对于传输线达到5m或更长的情况,应采用专门的差动驱动方式。利用差动线路固有的抗共模干扰能力,提高设备的抗干扰能力。

(13)对于有操作按钮与电子线路配合的问题,常因按钮触点的颤动造成设备的误动作。处理方案之一:在整形电路后面设置一级单稳态电路,利用单稳态电路的延时作用躲过触点的颤动时间,保证线路可靠工作。方案之二:也是一个更为可靠的方案,采用R-S触发器作缓冲,它可以万无一失地避免按钮操作中所引起的误动作(见图3.1),而且可以有一互补的逻辑信号输出。

2 开关电源设计中的电磁兼容问题

随着微电子技术的迅速发展,设备的小型化和数字化成为技术发展的主流,导致人们对电源部分小型化的呼声日高,所以开关电源的出现和应用是顺理成章的事情。但开关电源固有的高频辐射及传导的电磁骚扰发射已成为人们所关注的热点。

2.1 开关电源对电网的传导骚扰与抑制

图3.2是开关电源的主要部分。

首先,整流电路的非线性给交流市电电网产生不利影响。其次,开关电源初级电路中的功率晶体管外壳与散热器之间存在的容性耦合会在电源输入端产生传导的共模噪声。该共模噪声的传播途径始于有高dv/dt的功率晶体管外壳,经过该晶体管外壳与散热器之间的寄生电容耦合(晶体管外壳通常不和散热器直接接触,而用绝缘薄膜垫起,故在晶体管外壳与散热器之间形成一寄生电容),再经过接电源外壳的散热器和安全接地线返回电网。

对经过整流的初级电路来说,直流电压为300V;而对MOS功率晶体管来说,开关波形的上升和下降时间达到100ns并不困难。因此,开关波形的电压变化率实际上要达到300V/100nS或3kV/1μS。另外,MOS功率晶体管与散热器之间的分布电容大约在50pF左右,故由电压变化引起的瞬变电流要达到

    I=C(dv/dt)=50×10-12×(3000/10-6)=150mA

抑制传导噪声的途径有:

(1)在交流电源的输入回路加电源滤波器。滤波器对高频能量的传递呈现高阻抗,而对市电输入呈低阻抗。因此,滤波器不但封锁了共模噪声的传播途径,而且也衰减了输入回路中的差模噪声。

(2)如果要求机壳不通过上述瞬变电流时,可在晶体管外壳和散热器之间安装带有屏蔽层的绝缘垫片,并把屏蔽层接到开关电路低端,这样由dv/dt所引起的容性电流将进入开关电路,而不是机壳或安全地。

(3)晶体管的高速开通与关断时间虽使开关电源有更高的效率,但也带来了在高频辐射和传导发射方面的危害,为此需要对晶体管的电压波形进行“整修”,图3.3给出了几种常见的电路形式。在图3.3(a)中,电容的存在限制了晶体管截止瞬间的电压增长率。在图3.3(b)中,晶体管截止瞬间,在变压器初级线圈上所感生的电压将使二极管导通,线圈中贮存的能量将通过二极管、电阻回路释放,避免了原本要出现在晶体管两端的电压尖峰。图3.3(c)则是另一种常用的变压器能量释放电路,在晶体管截止瞬间通过二极管将能量返回到初级直流高压电源。

2.2 开关电源的辐射骚扰与抑制

(1)开关电源的辐射骚扰与电流通路中的电流大小、通路的环路面积、以及电流频率的平方等三者的乘积成正比,即辐射骚扰E∝IAf2。运用这一关系的前提是通路尺寸远小于频率的波长。

关系式表明减小通路面积是减少辐射骚扰的关键,这就是说开关电源的元器件要彼此紧密排列。在初级回路中,要求输入端电容、晶体管和变压器彼此靠近,且布线紧凑。次级回路中,要求二极管、变压器和输出端电容彼此贴近。

在印制板上,将正负载流导线分别布在印刷板的两面,并设法使两个载流导体彼此间保持平行,因为平行紧靠的正负载流导体所产生的外部磁场是趋向于相互抵消的。

(2)次级回路中,在晶体管截止瞬间二极管的反向恢复过程使得出现短暂的反向电流。二极管的这一过程用于消除少数载流子,并建立反向偏压。对快恢复二极管因有很高的di/dt,而产生辐射骚扰。为控制这种骚扰,可在变压器输出端到整流二极管的连线上套磁珠,并在二极管两端跨接聚酯薄膜电容器,或使用软恢复二极管。

(3)对晶体管开通关断时的波形“整修”,也抑制了di/dt,对辐射噪声的减少也有好处。

2.3 输出噪声的减小

次级回路中整流二极管在反向恢复过程中,流过二极管的电流发生剧烈变化,它在有接线电感的回路中将感生出电动势。另由于二极管具有结电容,所以在整个次级回路中要产生高频衰减振荡。但开关电源输出端的滤波电容中等效的串联电感削弱了电容本身的高频旁路作用。于是在开关电源的输出端会出现频率很高的尖峰干扰。接线电感越大,二极管的反向电流变化率越大,出现尖峰也越大。

为克服输出电压中的尖峰,可增加第二级滤波。在图3.4中的电感只需很小的电感值就足够了(一般只需在磁芯上绕几圈),电容C2则是低电感的小电容。

3 设备内部的布线

在设备内部,布线不当,特别是线束捆扎与线束间的相互距离是造成干扰的首要原因。

3.1 布线间的电磁耦合及抑制方法

布线间的电磁耦合不外是通过磁场(互感)或电场(静电容)进行的,对磁场耦合可采取的抑制办法有:

(1)减小干扰源和敏感电路的环路面积,最好是使用双绞线和屏蔽线,以便使信号线与接地线、载流回线之间的距离为最近。

(2)增大线间距离,使干扰源与受感应线路间的互感尽可能地小。

(3)最好使干扰源与受感应线路呈直角(或接近直角)布线,以便大大降低线路间耦合。

对电场耦合,可采取的办法有:

(1)增大线间距离,使电容耦合为最小。

(2)采用静电屏蔽层,屏蔽层要接地。

(3)降低敏感线路的输入阻抗,如对CMOS电路可在入口端对地并联一个电容或阻值较低的电阻,从而降低因静电容引入的干扰。

(4)如有可能,敏感线路可采用差动线路作输入,利用差动线路固有的共模抑制能力,可克服干扰源对敏感线路的干扰。

3.2 布线的一般方法

布线间的干扰虽然是通过磁场和电场耦合进行的,但制约的主要因素却是电流、电压和频率等。所以避免布线间干扰的较好办法是事前将线路按功率、频率来分类,以每30dB的功率电平分成若干组,不同分类的导线要分开捆扎,相邻类的导线在采用屏蔽或扭绞之后也可归在一起,分类敷设的线束间距为50mm~75mm。表3.1为按功率电平的分类布线法。

分级 功率范围(dBm) 主要导线类别
A
B
C
D
E
F
>40
10~40
-20~10
-50~-20
-80~-50
<-80
高功率直流、交流和射频线(电磁骚扰源)
低功率直流、交流和射频线(电磁骚扰源)
脉冲和数字源、视频输出电路(音频视频源)
音频和传感器敏感电路、视频输入电路(视频敏感电路)
射频、中频输出电路、安全保护电路(射频敏感电路)
天线和射频电路

4 常用电缆和屏蔽层的接地问题

为了使线路间的耦合减至最小,除了要使电缆线的长度为最短,系统工作频率尽可能低,电缆线通过电流尽可能小外,还可以通过合理使用各种电缆来达到较好效果。

4.1 常用电缆

常用电缆有三种,即同轴电缆、双绞线和扁平带状线。

(1)双绞线

双绞线在较低频率(如100kHz以下)使用有效,特别是它的价格低廉,非常受欢迎。高频下,因阻抗不均匀造成波形反射等问题,使应用受到限制。

双绞线有屏蔽和非屏蔽两种。非屏蔽的双绞线尽管抵御静电容耦合的能力弱些,但对防止磁场感应依然有效。

除了非屏蔽双绞线的屏蔽效果与单位长度内的扭绞次数成正比外,双绞线的特性阻抗也与单位长度内的扭绞次数有关。通常每cm扭绞2次的双绞线的特性阻抗大约有120Ω左右(扭绞紧的,阻抗低些;反之亦反)。

(2)同轴电缆

大多数的屏蔽电缆都是用金属编织层来屏蔽的,特点是柔软和耐用。同轴电缆因其具有较均匀的特性阻抗和较低的损耗,使它从直流到甚高频都有较好性能。

(3)带状电缆

无屏蔽的带状电缆是供电子计算机、仪器仪表和其他电控设备作连接信号用的,特点是成本低、使用方便。

带状电缆在使用中遇到的主要问题是信号与地线的分配。只有一根地线的分配方式,可使用线数最少,但信号和接地回线之间形成的大环面积,会产生辐射发射和敏感度方面的问题。另外,在公共阻抗上的耦合和导线间的串扰上也存在问题。

最好的接线方式是让信号和地线相间排列(即一根信号配一根地线),这样每根信号都有一个单独的接地回路,公共阻抗的耦合不存在;线间串扰也减至最小,但占用导线数目比一捆线中只用一根地线的情况几乎增加一培。

次一些的接线方式是按一根地线、两根信号、再一根地线、再两根信号……的方式排列。这种方式也能做到一根信号配一根地线,因此环路面积也很小。但是两根信号共用一根地线(因地线左右各有一根信号),仍存在一些公共阻抗的耦合问题。另外,在并排的两根信号线之间仍存在有一些串扰问题,但在多数情况下已可满足防护要求。此方法的用线数比上一方法可减少25%。

还有一种方案,是紧靠带状电缆放置一块接地平板,此方法也能取得较好的防护效果,但由于电缆线端接比较困难,使用不多。

4.2 电缆线屏蔽层的接地问题

除了带状电缆,对屏蔽电缆和双绞线都有一个屏蔽层接地问题。使用者关心的是电缆的屏蔽层应该是始端接地,还是终端接地,或者是多点接地。图3.5给出了对100kHz磁场干扰相对敏感度的测试结果。100kHz是个转折点,低于此频率,一般用单点接地;反之,用多点接地。

从图3.5所提供的测试结果看,直接将负载接地的方式是不合适的,因为两端接地的屏蔽层为磁感应的地环路电流提供了分流,使得磁场屏蔽性能下降。

此外,单点接地和多点接地还和电缆线的长度有关,本文开关讲到的接地概念对电缆屏蔽层接地同样适用。线长比λ/4短时,一般用单点接地;当线长达到λ/4时,应采用多点接地。在多点接地时,如果做不到每隔0.05λ~0.1λ有一个接地点时,至少也应将电缆线屏蔽层的始端和终端都接地。

4.3 电缆线的端接

电缆线的端接方式在一般情况下,可将其屏蔽层捏成小辫,焊在接地点上。但在高频下(如频率高于1MHz的信号,或前沿达到0.2μs以上的脉冲),为了确保屏蔽效能和确保端接点上的阻抗连续,要求端接的屏蔽层能均匀地包住信号线,并用同轴接头来完成360°的电接触,以保护电场屏蔽的完整性和传输线阻抗的连续性。

5 对静电放电的防护

静电放电可通过直接传导、电容耦合和电感耦合等三种方式进入电子线路。静电放电常会引起IC电路和其他半导体器件损坏。对邻近物体的放电,通过电容或电感耦合会影响到电路工作的稳定性。

消除静电危害,首先要阻止放电电流直接进入电子线路,最基本的办法是建立完善的屏蔽结构,带有接地的金属屏蔽壳体可将放电电流释放到地。但是接缝和开孔可造成屏蔽壳体的不连续,使静电透过接缝和开孔处与内部电路形成电位差,引起与内部电路之间的放电,影响电路的正常工作。因此要从结构上想办法:

(1)机壳缝隙采用切口方式,增长放电路径,使放电不易产生;

(2)减小开孔尺寸,并使电路板远离开孔点;

(3)电路板完全屏蔽;

(4)在外壳与电路间增加第二屏蔽层,屏蔽层接电路公共接地点。

对某些设备外壳不接地,而内部电路通过输入/输出线和电源线与外面的地相连时,静电放电会使壳体的对地电位升高,造成外壳与内部电路间放电。由于放电电流流通路径很长,干扰情况显著,在这种情况下,外壳必须接地。

对内部电路来说,如果需要与金属外壳相连,必须采用单点接地,防止放电电流流过电路,造成危害。

对输入/输出电缆来说,为了避免由它引入的静电放电对内部电路产生危害,有必要在内部电路的入口处增加响应速度高的保护器件(如TVS管列阵)使瞬态电流迅速旁路到地。这个地应该与外壳间有最近的连接点,避免放电电流在内部电路的地线上有过长的通路。

在印制电路板设计时,要考虑到插拔电路板时人体放电对器件的损害。为此在印制电路板外围要增画一条保护环,保护环与印制板的接地端相连。拔取时,由于人手首先接触到的是保护环,因此放电就在保护环与人手之间进行,并通过接地端子泄放到地,实现了印制板的保护。

6 设备内部的开关触点处理

开关断开时所产生的电弧对电网中其他用电设备的干扰是人们所熟悉的,本节叙述干扰形成机理、危害性和抑制方法。

6.1 开关断开过程中的瞬变干扰形成

图3.6是由供电线路、开关和继电器等组成的小系统的等效电路。假定继电器的绕组电感L2为1H,存在于绕组匝间和层间的分布电容C2为500pF,继电器绕组的稳态电流I=70mA。当开关S分断时,根据电感中电流不能突变的原理,原先储存在L2中的能量将释放并对C2充电。若不计能量转移中的损耗,则下式成立:

    (1/2)L2I2=(1/2)C2U22

因此,在开关断开瞬间,出现在继电器绕组上的峰值电压可以求得

能量交换的自谐振频率



与继电器电路相比,供电线路侧的分布参数应很小,因此,相对U2而言,在C1上出现的电压峰值U1可以不计,而供电线路侧的自谐振频率则很高,说明配电线路的瞬变过程将很快被衰减到零。

由此可见,开关触点断开瞬间所产生的电弧,主要是由于继电器绕组(电感性负载)上出现的高压,导致了触点间气隙的击穿所致。

进一步分析可知,当开关触点刚刚打开瞬间,动静触头的距离还很近,只须在继电器绕组上建立较低电压,就可以引起触头间的空气绝缘击穿,这就是第一次电弧的产生过程。一旦触头间产生电弧,继电器绕组分布电容C2便通过电源进行放电,C2的放电很快就结束,本次电弧很快被阻断。这样整个电路又恢复到继电器绕组电感向分布电容转移能量,于是C2再次充电。这一次由于动静触头距离比以前稍有拉开,故新一次触头间电弧的建立需要有比前一次更高的电压,出现电弧的间隔时间亦有所增长。这种情况将继续下去,直到触头间距离大到使分布电容C2上的电压不能造成空气击穿为止。这就是开关分断过程中出现触头间放电的机理。

从供电线路侧考虑,当继电器绕组分布电容尚在充电阶段,由于开关触头间气隙尚未击穿,图3.6中A点将是供电线路的开路电压(假定供电线路在开关分断瞬间的过渡过程已经结束)。然而一旦继电器绕组分布电容上的充电电压与供电电源的迭加达到可以使开关触头间隙击穿时,A、B两点便通过电弧贯通,由于弧压降很小,因此A、B两点的电位在放电瞬间变得几乎相等。贯通的电弧为继电器绕组分布电容提供了放电通路,而且亦由于供电线路的分布参数很小,故放电十分迅速,只要继电器绕组分布电容上的电压低于维持电弧所必须的电压,这次放电便告结束。所以以A点看到的瞬变电压波形将是一连串的“毛刺”。在用高速示波器展开时,便可以看到一连串上升和下降边沿都是ns级的瞬变电压波形。根据大量试验表明,脉冲串中单个脉冲的重复频率大约是几kHz~几百kHz;一串脉冲的个数大约是几个~几百个;脉冲的幅度大约是几百~几千伏。图3.7给出了试验中观察到的瞬变电压波形。

上述由机械开关断开电感性负载时产生的瞬变电源波形,其特点是重复频率高、上升时间短、脉冲幅度高,对电子设备会造成很强的干扰。

6.2 干扰的抑制措施

(1)对继电器绕组(或泛指对电感性负载)的处理对直流继电器来说,可在绕组上并联R、C、D元器件的支路来达到抑制干扰的目的。图3.8是一些可能的方案。

    对图3.8(a),由于二极管的存在,阻止了开关断开过程中对分布电容的充电,也避免了自谐振。线路中的续流电流表达式可写成i=I。其中,I为继电器绕组的稳态工作电流;τ为时间常数,τ=L/R,L是绕组电感,R是绕组电阻。当L很大或R很小时,τ将很大,这意味着线路中的电流衰减很慢。因此,这一措施将使继电器触头延迟释放。这个电路的优点是瞬变电压最低。

    对图3.8(b),与图3.8(a)相比,不同点在于二极管回路中加进了电阻R′。当开关S分断后,绕组电阻R与附加电阻R′同处在一个续流回路,新的续流回路时间常数τ=L/(R+R次1)。显然增大R′可减小时间常数τ,加速续流电流的衰减,加快继电器触头的释放过程。R′的选择要在实际使用中折衷,太大了,干扰抑制不明显;太小了,继电器延时释放未改善。

对图3.8(c),不计附加电阻R′时,电容C′与继电器绕组分布电容C实际上是并联的,因此C′的存在无非是增加了原先分布电容C的值。仍以本小节开头的例子为例,如果C′为0.5μF,则新电路两端的电压峰值为

可见,干扰幅度被大大降低,达到了不足以在触头间产生电弧的程度。此外,电路中的外加电阻R′为自谐振提供了额外的功率消耗,可使振荡在经过几个周期后很快衰减到零。

对图3.8(d),在继电器绕组上并联了一个双向工作的硅瞬变吸收二极管。当开关S断开时,只要继电器绕组上的瞬变电压超过二极管的反向击穿电压时,二极管便将绕组电压箝位在管子的击穿电压上,此时管子会有电流流过,所以要消耗一定功率,这样,在经过几周的限幅振荡后,振荡便会结束。

对图3.8(e),继电器绕组上并联了一个电阻,目的是提供瞬变发生时的能量吸收。线路的缺点是在继电器正常工作时有附加的能量消耗。R值越小,消耗就越大,反之,对瞬变的抑制就不明显。

对交流电路来说,考虑到二极管的单方向工作,上述图3.8(a)和3.8(b)将不适用。

(2)对开关触点的处理

在开关S的触头上并联R、C、D的组合电路,也能达到瞬变干扰的抑制目的。图3.9是一些可能采取的例子。

在图3.9(a)中,当开关S打开时,电容经二极管充电,为继电器绕组释放能量提供了续流通路,只要电容量足够大,在电容上将不会出现很高的充电电压,从而限制了瞬变干扰的产生。开关触头重新闭合时,电容经电阻和机械开关放电,恢复到准备状态。改变电阻值可改变限流放电电流的大小。

对图3.9(b),由于硅瞬变吸收二极管的存在,限制了触头两侧的电压继续增长,从而抑制了瞬变电压的产生。使用中要注意二极管的极性。

对图3.9(c),继电器绕组的能量经由C和R这条支路来释放,并使能量消耗在R上,从而避免了在开关触头上产生火花,抑制了瞬变干扰。

对交流电路来说,图3.9(a)不能使用;图3.9(b)要用背对背连接的瞬变吸收二极管。(连载完)

编辑: 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/designarticles/fpgaandcpld/200605/2589.html
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