基于DSP控制的PFC变换器的新颖采样算法

2007-03-09 19:03:27来源: 互联网
摘要:为DSP控制的功率因数校正(PFC)变换器提出了一种新颖的采样算法,它能够很好地消除PFC电路中高频开关动作产生的振荡对数字采样的影响。尤其是当开关频率高于30kHz时,所提出的新颖采样算法能够更好地提高开关抗噪声性能。最后将此算法运用到一台2kW的PFC变换器中,实验结果证明了该算法对于分析、设计和调试所有含开关的数字采样电路均有实用参考价值。 关键词:数字信号处理;功率因数校正;采样算法 引言 数字信号处理器(DSP)已经被广泛应用于通信,智能控制,运动控制等许多领域中。由于具有处理速度快、灵活、精确、可靠等特点,DSP已逐渐取代了传统的模拟控制,例如开关电源中的DC/DC变换器,PFC变换器,以及高频脉宽调制(PWM)逆变器等[1][2]。而在这些应用中,为了消除高频噪声的影响,也同时为了增加功率密度,通常要求开关频率保持在20kHz以上。如不考虑采样保持时间和模/数转换,一般的DSP芯片都能够在此频率以上工作。但这些应用场合又必须对模拟电压和电流进行采样,才能保证反馈控制的有效性。本文在传统PFC变换器控制电路的基础上,提出了一种采用DSP作为PFC的控制电路的方法,并详细分析了在平均电流模式控制下传统的单周期单采样(SSOP)的方法,最后提出了能够大大改善开关抗噪声性能的新颖采样算法。 图1 1 基于DSP的PFC控制策略原理 图1所示为PFC变换器的系统框图和DSP控制。为了获得高功率因数,采用了升压拓扑结构。乘法器是图中的关键部件,其输入信号为电压环路中电压补偿器EA1的输出电压信号和整流电压>|Vin|信号,其输出作为控制开关管的基准,与反映电感电流IL的信号进行比较,从而控制开关管的通断时间。因此,变换器必须同时对输入电流Iin,输入电压Vin和输出电压Vout采样。 为了实现PFC变换器的数字控制,要求转移函数为离散表达式。为方便起见,这里首先采用拉普拉斯变换。根据图1(a),电压补偿器EA1的连续转移函数可表示为 G1(s)=(Vref-Vp)/(Vv-sam-Vref)=K1+K2/s (1) 式中:K1=Rvf/Rvi;K2=1/RviCvf。 考虑到第一级采样和保持效果,将式(1)变成式(2),即 G1′(s)=[(1-e -TS)/s(Gs(s))]=[(1-e -TS)/s][K1+(K2/s)] (2) 式中:T为开关周期。 从而得到转移函数的离散表达式如式(3)所示。 ΔVo(k)=ΔVo(k-1)+K1ΔVI(k)+ (TK2-K1)ΔVI(k-1) (3) 式中:ΔVo(k)=Vref-Vp(k); ΔVI(k)=Vv-sam(k)-Vref; k为采样序列数。 从式(3)中可以清楚地看出,电压环路中电压补偿器EA1的输出电压在当前的采样周期是由它前一时刻的值和Vv-sam共同决定的,其关系式如式(4)所示。 Vp(k)=Vp(k-1)-K1Vv-sam(k)- (TK2-K1)Vv-sam(k-1)+TK2Vref (4) 同样,电流环中的补偿器EA2的转移函数也可由图1(a)得到 式中:K3=RczCcz; K4=RciCcz。 因此,转移函数的离散表达式为 图1(b)是PFC变换器的DSP控制阶段。该阶段对3个主要电量:感应电流IL,整流输入电压|Vin|和输出电压Vout进行采样。这些值经过采样后再被转换成数字量,参与DSP随后的计算过程。与开关频率比较而言,这3个信号中的两个电压信号就成了主要的低频信号了。这里要求感应电流最好能被瞬时地反馈,这一点在模拟控制器中是很容易实现的,而在数字信号处理中由于采样速率的限制和A/D转换使得很难满足这一要求。在实际的采样算法中,采样信号用来计算以后周期的脉冲宽度。 2 单周期单采样方法的缺陷 对于一个数控的PFC来说,单周期单采样(SSOP)使控制器相对模拟PFC而言对噪声更加敏感。由于开关噪声与电流传感器有关并受其影响,在开关点上经常会出现高频振荡,而且振荡将持续在一个相当长的周期内(如图2所示),这些噪声将影响系统的正常工作。最好的解决方法就是通过调整采样点避开此采样区间,即不固定点采样算法。另一方面,可采用DSP芯片来限制采样速率和A/D转换。 基于上述分析,SSOP采样方法看似完美,但采用这种采样算法后又会带来新的问题,即如何在每一次开关循环中都确定一个固定的采样点,上面所提到的条件又如何在任何时间都能得到满足。在采用了SSOP方法的PFC应用中,输入电流必须跟随正弦输入电压,且输出电压必须始终为常数。占空比D从接近于1减小到最小值Dmin,而正弦交流电压相应地从零变化到峰值。如果Dmin太小的话,就不能满足SSOP算法的要求。最小占空比由式(7)给出。 通常,对于一个通用输入电压的PFC变换器来说,一般将其输出电压设计在385V左右。输入电压若为110V,Dmin可以满足要求,但若为220V,Dmin就只能达到0.12~0.22,假定主电压的变化范围为10%,则Dmin将变得更低。由于D在每一个周期内从Dmin变化到1,因此,如果采样过程能够在开关导通时间内结束的话,就可能避开开关噪声的干扰。所以,功率转换开关S的导通时间便成了提高DSP控制PFC变换器开关频率的主要限制因素。 3 采样算法原理 由于DSP本身具有很强的运算能力,所以,它能够通过一种新颖的采样算法来消除SSOP算法的缺陷。假定电路工作在固定频率fs(=1/T)下,开关噪声振荡保持周期为τosc,采样周期为τsam。为保证开关的抗噪声性能,必须满足以下要求: 1)在开关转换后的τosc间隔时间内不能进行采样; 2)在采样的τsam间隔时间内不能进行开关转换,因为任何扰动都有可能引起采样结果发生错误。 针对以上两个条件,对采样时刻D1T和D2T定义如下: D1T=τosc (8) D2T=2τosc+τsam (9) 由式(8)及式(9)可知,一旦确定τosc和τsam后,D1T和D2T的值也就确定了。此时,就可以在控制器中应用Z域的稳定性分析。 经计算可得最大开关频率为 fs=1/(D2T+τsam) (10) 本周期时间脉冲宽度DT是利用上一周期所获得采样值经计算得到的,再根据DT是否大于τosc+τsam来确定采样时间是否合适。如果DT>τosc+τsam,如图3(a)所示,D1T便是合适的采样点;如果DT<τosc+τsam,则iL(D2T)被采样,但不能直接用iL(D2T)来计算脉宽,因为,在iL(D1T)和iL(D2T)之间存在着一定的误差(此误差可通过电流补偿环路中的积分算法来消除)。因此,必须先从iL(D2T)中求出iL(D1T)的值。这又需要考虑两种情况,分别如图3(b)和(c)所示。 1)DT 在此条件下,采样点D1T和D2T分别位于开关S的导通时间和截止时间,如图3(c)所示,此时可得到式(12)及式(13)。 iL(DT)-iL(D1T)=|Vin|/L(D-D1)T (12) iL(DT)-iL(D2T)=[Vin]/L(D2-D)T (13) 由式(12)及式(13)又可以得到 ΔiL2=iL(D1T)-iL(D2T) =Vout/L(D2-D)T-|Vin|/L(D2-D1)T (14) 图4给出了上述转换过程的流程。通过该流程得到的值与通过SSOP方法所得到的值相等,并且它的采样数据不再受开关噪声的影响。 4 实验结果 将此算法运用到一台2kW的PFC变换器中,为了提高效率并减少噪声,选择开关频率为33kHz,采用DSPTMS320F240作为控制芯片,其最大采样保持时间τsam约为1μs。开关转换后的每一个振荡周期τosc约为6μs。再根据式(8)及式(9),采样点D1T和D2T分别选在6μs和13μs处,输入和输出电压分别为交流220~240V和直流400V。 图5所示为在3种不同采样模式下的感应电流波形。图6为输入电压和输入电流波形图。经测量,输入电流的总谐波失真为6.4%,功率因数为0.98。 5 结语 本文提出了一种DSP控制的PFC的新颖的采样算法,它节省了大量的系统资源,这些节省的系统资源又可以用来控制DC/DC或DC/AC变换器。该方案使整个系统仅用一片DSP芯片来控制,从而大大降低了硬件的成本。本文的方法和结论对于分析、设计和调试所有含开关的数字采样电路均有实用参考价值。
编辑: 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/designarticles/dsp/200703/10576.html
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