数字接收机I/Q支路不平衡的时域补偿 (2)

曲线可以看出：1)对3条“△”符号代表的不同I/Q不平衡值曲线，进行I/Q不平衡补偿后均得到相同的BER曲线，说明该补偿方案不受I/Q不平衡值大小的影响；2)若每10帧(L=10)对参数估计值进行一次平均，在110-4误码率处，补偿后的性能与理想曲线之间的信噪比损失约为O．5 dB；若每100帧平均一次，补偿后的性能与理想性能相当。

　　图5和图6分别是在包含AWGN的多径信道下仿真的镜频抑制比R和误码率曲线。

　　

　　

　　从图5(g=0．5 dB，φ=5)所示的镜频抑制比曲线可以看出，多径信道下的曲线也遵从L每增大10倍，R增大10 dB的规律；同时，由图3和图5对比可以看出多径信道下的R值与AWGN信道下的尺值大致相当，说明本补偿方案的R值不受多径信道的影响。

　　然而，多径信道对BER的影响要比AWGN下严重一些。从图6可以看出，虽然多径信道下的I/Q不平衡补偿同样不受I/Q不平衡参数值的影响，但与不含多径的AWGN情况相比，帧数L要取更大一些才能达到相同的效果。具体的，若每20帧对参数估计值进行一次平均，在110-3误码率处与理想性能曲线相比有2 dB的性能损失，而每100帧进行一次平均时的性能损失可以减小到0．1 dB左右。另外，对比图4和图6可以看出，在多径信道下I/Q支路不平衡对系统BER性能的影响要严重一些，比如当g=0．2 dB，φ=2时，在误码率为0．810-3处出现了误码平台现象。

　　4 结 论

　　 本文提出了一种基于未知数据符号的时域I/Q不平衡补偿方法。该方法无需导频或者训练序列等已知数据，且可以在复杂度、参数估计时间和补偿性能之间进行折衷。通过选取每帧数据样本长度等于保护间隔长度(N=420)，并在连续100帧数据长度上对估计值进行平均(估计时间为50 ms)，4K子载波64QAM-OFDM系统误码率在AWGN信道下可以达到理想性能，在多径信道下110-3误码率处的性能损失可以减小到0．1 dB左右。