AFR自动夹具移除校准方法的原理

2014-09-30 12:54:07来源: eefocus
自动端口延伸是一种对夹具的损耗和时延进行补偿的简单方法,可以处理单端口夹具。另一种补偿PCB或其他夹具损耗的常用方法是:制作一个跟DUT夹具一样 的测试夹具,但提供一个直通连接。最简单使用直通夹具进行补偿的方法是用同轴校准件(如SMA)进行校准,然后用Data->Memory和 Data/Memory的功能将迹线用直通响应归一化。尽管这在一定程度上起到了归一化的作用,但测试夹具输入端和输出端的失配会导致较大的测量误差,在 传输测量中会高达+-1dB。最近几年,高级的自动夹具移除(AFR)技术不断涌现,它们利用PCB夹具的时域测量来补偿输入端和输出端的失配以及损耗, 即便输入端和输出端的失配不相同也可以工作。

时域夹具移除法的第一步是测量直通夹具的时域响应,如图1所示。尽管夹具可能只在窄频带内使用,为了得到最佳时域分辨率,仍应在尽可能宽的频率范围进行测 量。响应的峰值显示了夹具的总时延,或者可以用群时延响应的平均值。很多情况下,输入和输出夹具都被设计成相等的长度,DUT的参考平面在夹具的中心。



图1   夹具的时域传输响应

在确定了夹具的总时延之后,我们测量输入端和输出端的时域响应。图2显示了直通夹具的时域响应(T11)。宽的灰色迹线是总体的T11,深色的细线是时域 选通后的T11。直通的时域响应显示了输入端有一个容性不连续点,输出端有一个感性的不连续点。最好把时域选通设置为以第一个反射为中心对称:计算第一个 反射(约为46ps)到直通中心(909ps)的时间差并将其从第一个反射处剪掉,设置的选通起始时间为-817ps。选通后的S11响应显示为窄的深色 迹线。可以看到在选通截止之后,迹线为一个常数值。它与基线的偏差是夹具传输线的DC损耗造成的;对夹具检查之后发现约有1.5ohm的DC损耗,可以等 效为0.015的反射系数,几乎与图2上显示的偏差一致。

这个选通响应表示左侧夹具的S11的时域测量。

图3中,浅色的窄线表示直通夹具的总体响应(DUT被直通代替的夹具),它有较大的波动。同时显示了直通夹具的S11选通响应,S11A(深色迹线),以及独立测量得到的夹具A的实际S11A(宽的浅灰色迹线)。能明显看出选通响应与夹具的实际响应非常接近。


图2    直通夹具的时域响应(灰色,T11)和选通响应(黑色,T11_Gated)


图3    直通的频率响应(S11_FixThru,浅色迹线),选通S11(S11_Gated,黑色宽线)以及夹具的实际S11(S11_FixA,灰色宽线)

 夹具B的S22B,即直通夹具的输出端响应,可以通过类似的方法对直通夹具的S22做时域选通得到。现在我们得到了6个已知量:夹具A的S11A,夹具B的S22B,以及直通夹具的4个S参数,我们可以表示为S11T, S21T, S12T, S22T。现在每个夹具还剩下三个未知S参数。

夹具A和夹具B剩下的S参数可以通过假设S21A=S12A,S21B=S12B得到,所以总共只剩下4个未知量:S21A, S21B, S22A, S11B。从直通的4个S参数可以得到足够多的独立方程,从而对这些未知量进行求解。

图4显示了示例夹具通过计算得到的S22A(黑色迹线),以及独立测量得到的实际值(灰色宽线)。结果几乎完全重合,只是在频带边缘有微小差别。

图5显示了通过AFR技术计算得到的S21A(S21A_AFR,黑色窄线)与独立测量得到的夹具A的S21A(S21_FixA,浅灰色宽线)的比较结果,几乎完全重合。


图4    夹具S22的计算结果(S22A)和实际值S22(Fix_S22)

 

图5    S21的计算结果(S21A_AFR)和实际的夹具S21(S21_FixA)

因此,即使是在夹具失配不对称的情况,也可以通过直通测量得到输入夹具(夹具A)和输出夹具(夹具B)的所有S参数。图6显示了一个夹具内的滤波器测量 (Filter_Fix11,灰色粗线),以及同一测量经过AFR处理的结果(Filter_AFR,黑色细线),还有独立测量的实际滤波器特性 (Filter_Actual,浅灰色细线),图6(a)显示的是S11,图6(b)显示的是S21。只用了一个直通测量和AFR技术的处理就使滤波器响 应相比有夹具时有了重大的改进。

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关键字:AFR  自动夹具  移除校准  端口延伸

编辑:什么鱼 引用地址:http://www.eeworld.com.cn/Test_and_measurement/2014/0930/article_9619.html
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